Реферат Курсовая Конспект
Выпрямители Однофазный однонаправленный однополупериодный - раздел Философия, Выпрямители ...
|
Выпрямители
Однофазный однонаправленный однополупериодный
Временные диаграммы
Рис.1
Работа
1.Интервал времени 0<t<T/2
Положительная полуволна входного напряжения U1(t) трансформируется (передается) на вторичную обмотку W2 точно такой же формы и значения учитывая что соотношение
Kтр=
где Ктр - коэффициент трансформации при .
Таким образом на зажимах 22’ положительную полуволну входного напряжения может представить как источник включенный как показано на рис.2
К аноду приложен +,
к катоду -.
Рис.2
Полупроводник смещен в прямом направлении и при подаче на управляющий электрод напряжение Uупр, он откроется и через него будет протекать электрический ток,от + источника к его -. Проходя по нагрузке ток i2 cоздает падение напряжения.
Мощность выделяемая в нагрузку
2. Интервал времени T/2<t<T
Отрицательная полуволна входного напряжения U1 трансформируется на вторичную обмотку и представляет собой источник включенный как показано на рис.3
- приложен к аноду, + к катоду.
Рис.3
Полупроводник смещен в обратном направлении и не способен проводить электрический ток.
Таким образом
1.2 Однофазный однонаправленный двуполупериодный выпрямитель (схем выпрямления с нулевой точкой)
Временные диаграммы
Работа
1. Интервал времени 0<t<T/2
Положительная полуволна входного напряжения U1 трансформируется на две обмотки и представляет собой источник, включенный как показано на Рис.4
Рис.4
VS1 смещен в прямом направлении, а VS2-в обратном направлении и не способен пропустить положительную полуволну.
Когда к управляющему электроду будет приложено напряжение Uупр , он откроется и пропустит положительную полуволну. Ток через нагрузку будет проходить как указано на схеме- от точки 3 к точке 0.
2. Интервал времени T/2<t<T
Отрицательная полуволна напряжения U1 трансформируется на вторичные полуобмотки и представляет собой источники, включенные как показано на Рис.5 Рис.5
VS1 смещен в обратном направлении и не способен проводить электрический ток. VS2 смещен в прямом направлении и при подаче Uупр он откроется и ток I’2 будет иметь путь от точки 0 к точке 3.
В нагрузку выделится положительная полуволна. Ток через нагрузку проходит в том же самом направлении, поэтому в названии схемы стоит однонаправленный, но направление нагрузки имеет две полуволны (двухпульсный).
Методика анализа.
1. Устанавливается связь между средним значением выпрямленного напряжения неуправляемого выпрямителя Ud0 с действующим значением напряжения вторичной обмотки трансформатора из соответствующей временной диаграммы на рис. 2.3.2.
откуда
2. Вычисляется среднее значение анодного тока вентиля Iа
3. Вычисляется действующее значение анодного тока вентиля Iад
Коэффициент формы анодного тока вентиля
4. Вычисляется максимальное значение анодного тока вентиля
Ia.max = Id . (2.3.6)
Коэффициент амплитуды анодного тока
Ка = Ia.max/Ia = 2. (2.3.7)
5. Вычисляется максимальная величина обратного напряжения на вентиле по отношению к Ud0
6. Вычисляется установленная мощность вентилей с неполным управлением (тиристоры)
с полным управлением (транзисторы, запираемые тиристоры)
7. Вычисляется действующее значение тока во вторичной обмотке трансформатора
8. Вычисляется действующее значение тока в первичной обмотке трансформатора
определяется коэффициент преобразования выпрямителя по току
9. Вычисляется полная мощность вторичных обмоток трансформатора
где Pd0 - активная мощность на выходе неуправляемого выпрямителя.
10. Вычисляется полная мощность первичных обмоток трансформатора
11. Вычисляется типовая установленная мощность трансформатора (имеющего разные полные мощности обмоток), определяемая в этом случае как
12. Оцениваются требуемая величина сглаживающего реактора Ld в звене постоянного тока и его условная установленная мощность.
Здесь приходится отступить от принятого на этом уровне анализа допущения об идеальности сглаживания выпрямленного тока, (Ld = ∞) для возможности оценки затрат на реактор. С инженерной точностью можно считать выпрямленный ток практически постоянным при наличии гармоник в токе (пульсаций тока) на уровне нескольких процентов от среднего значения тока.
При задании коэффициента гармоник выпрямленного тока Кгт для расчета необходимой индуктивности реактора используем метод АДУ2. Полагаем, что вся пульсация выпрямленного напряжения прикладывается к фильтру (реактору), тогда дифференциальное уравнение для высокочастотной составляющей тока получает вид
После его алгебраизации Id.вг =
где интегральный коэффициент гармоник напряжения в звене постоянного тока
Коэффициент гармоник выпрямленного тока с учетом (2.3.17)
Обратно, необходимая индуктивность реактора
Тогда максимальное значение энергии сглаживающего реактора равно
Для обеспечения возможности сопоставления затрат на сглаживающий реактор, работающий в цепи постоянного тока, с затратами на фильтровый реактор, работающий в цепи переменного тока (как и трансформатор), введем условную установленную мощность реактора. Под ней будем понимать реактивную мощность этого реактора, равную полной мощности (активной мощности в идеальном реакторе нет), которую бы он имел с данным током и индуктивностью в цепи переменного тока. Из электротехники известно, что реактивную мощность реактора можно выразить как произведение угловой частоты ω и максимального значения энергии реактора, что приводит с учетом (3.21) к такому результату:
Для выпрямителя с qm2 = 2, Kг = 0,24.
Конечно, условия работы магнитопровода сглаживающего реактора более легкие, чем у магнитопровода фильтрового реактора, так как переменная составляющая магнитного потока у них, обусловленная только пульсациями выпрямленного тока, составляет всего несколько процентов от постоянной составляющей потока. Именно поэтому определенная приведенным выше способом установленная мощность сглаживающего реактора названа условной и используется только при сравнении различных схем выпрямления по условным затратам на сглаживающие реакторы.
При задании коэффициента пульсаций выпрямленного тока Кпт нетрудно показать, что условная установленная мощность реактора
т. е. определяется отношением коэффициентов пульсаций выпрямленного напряжения Кп и выпрямленного тока Кпт. Здесь Кп = 0,67.
13. Вычисляется входной коэффициент мощности выпрямителя
что дает для Кгт = 0,48.
14. Вычисляется коэффициент преобразования выпрямителя по напряжению (по гладким составляющим)
15. Вычисляется коэффициент преобразования выпрямителя по току (по гладким составляющим)
Иногда определяют коэффициент преобразования выпрямителя по току как
По вычисленным значениям Iа (Iа.max), Ub.max по справочнику выбирается тип вентиля. По вычисленным значениям U2, I2, I1, Sт по справочнику выбирается готовый трансформатор, а при его отсутствии - по этим данным выдается задание на проектирование трансформатора. По значению индуктивности сглаживающего реактора и по току в нем подбирается готовый реактор или проектируется новый.
По результатам второго этапа анализа выпрямителя можно сделать следующие выводы.
• Выпрямитель характеризуется плохим использованием трансформатора, так как S*т > 1 на 34 %. Это обусловлено плохими формами токов в обмотках трансформатора, особенно во вторичных из-за однополупериодности выпрямления.
• Выпрямитель характеризуется плохим использованием вентилей по обратному напряжению, которое в тг раз больше требуемого выпрямленного.
• Выпрямитель характеризуется плохим качеством выпрямленного напряжения (пульсации сравнимы с постоянной составляющей выпрямленного напряжения).
• Низкий входной коэффициент мощности выпрямителя. Обычно выпрямители однофазного тока при U1 = 220 В применяют
до мощностей Pd0 ≈ 3…5 кВт и при выпрямленном напряжении примерно до 300 В для данной схемы при условии доступности вентилей с рабочим напряжением не выше 15 класса.
1.3 Однофазный двунаправленный двуполупериодный выпрямитель (мостовая схема выпрямителя(мост))
Рис.6
Временные диаграммы
Работа
1. Интервал времени 0<t<T/2
Положительная полуволна входного напряжения U1 трансформируется с первичной на вторичную обмотку и представляет собой источник, включенный как показанона Рис.7
Рис.7
Если к паре ключей VS3 и VS2 одновременно подать напряжение Uупр, они откроются, и ток i2 будет протекать как показано на рис.6.
2. Интервал времени T/2<t<T
Отрицательная полуволна напряжения U1 трансформируется на вторичную обмотку и представляет собой источники, включенные так показано на Рис.8
Рис.8
Ни одна электрическая схема не может работать без общей точки(«земля»), поэтому протекание электрического тока будет начинаться с точки 2.
Временные диаграммы и величины среднего выпрямленного напряжения будут такими же как и в схеме выпрямления с нулевой точкой.
!!!!! Данная схема позволяет рекуперировать (возвращать) неизрасходованную энергию из нагрузки обратно в сеть. Для этого угол управления α должен быть больше 900(α<π/2).
Две предыдущие схемы имели угол управления 0<α<π/2.
Трехфазные выпрямители
Трехфазный однонаправленный трехполупериодный выпрямитель
Работа
Данная схема по каждой из фаз работает как схема выпрямителя однофазного однонаправленного однополупериодного, т.е. на интервале времени 0<t<T/2 положительная полуволна полуволна Uа трансформируется с первичной обмотки на вторичную.(рис.9)
Положительная полуволна представляет собой источник включенный как показано на рис.10
Рис.10
П/п VS1 смещен в прямом направлении и при подаче на управляющий электрод Uупр он откроется и ток фазы а ia имеет путь как показано на рис.11
Рис.11
Угол управления отсчитывается от точки пересечения фаз (у однофазного выпрямителя от начала прохождения полуволны через ось абсцисс).
Аналогично пропустят тиристоры VS2и VS3 положительную полуволну фазы B и C.
Из диаграммы напряжения на нагрузке видно, что даже при α≠0 направление на нагрузке не опускается до 0, т.е.оно непрерывно.во времени.
Ток и напряжение непрерывны.
Напряжение пульсаций.
Примерно в 3 раза трехфазного выпрямителя меньше чем у однофазного
Коэффициент мощности и КПД управляемых выпрямителей
Пусть имеем управляемый выпрямитель
Где , – переменный ток и напряжение соответственно.
1.Мощность, выделяемая в нагрузку (полезная) определяется
Где , – ток и напряжение нагрузки соответственно
2.Полная мощность определяется
Где Pd’>>Pd.. Это объясняется наличием пульсаций в токе id и напряжении Ud, тогда Pd’ можно определить следующим образом
Если пульсации , , то .
3.Мощность потерь определяется следующим образом
Вспомогательные потери-потери в системе управления, сигнализации, защиты.
4.КПД выпрямителя можно определить
т.е. КПД выпрямителя можно определить как отношение мощности к сумме полезной мощности и потерь.
5.Коэффициент мощности определяется отношением полезной(активной) мощности к полной мощности.
6.Мощность, потребляемая из сети выпрямителем, определяется следующим образом
7.Полную мощность, потребляемую из сети выпрямителем, можно определить
Так же коэффициент мощности может быть выражен через степень несинусоидальности тока сети
где ,
а , - действующий ток первой гармоники и сети соответственно
8.Мощность искажения определяется
Для более точного определения коэффициента мощности учитывают угол коммутации(
т.е. , следовательно выпрямитель неуправляемый или он может быть управляемым, но углы управления равны 0.
Трехфазный однонаправленный шестиполупериодный выпрямитель.
Рис.12
Трехфазный двунаправленный двуполупериодный выпрямитель (реверсивный)
Работа
1. Для обеспечения протекания тока в одном направлении i1 от «+» к «-» и вращения вала двигателя работает выпрямитель I группы.
2. Для обеспечения обратного протекания тока iобр через нагрузку первый выпрямитель отключается, подключается второй выпрямитель и ток iобр будет иметь путь слева направо( и вал двигателя будет вращаться в обратную сторону).
2. Инверторы.
Инвертор- устройство, позволяющее преобразовывать постоянное напряжение в переменное.
Инверторы бывают:
· Однофазные
· Трехфазные
А так же бывают:
· Ведомые сеть
· Автономные
АИН(автономный инвертор напряжения) отличается от АИТ(автономный инвертор тока):
1. Схемотехнически (у инвертора тока по цепи постоянного тока обязательно стоит дроссель)
2. По виду выходного напряжения Uн и iн
В течении периода у инвертора напряжения напряжение прямоугольной формы, а ток экспоненциальный, а у инвертора тока-выходной ток имеет прямоугольную форму.
Однофазный автономный инвертор напряжения
рис.15
Работа
1. Интервал времени 0<t<t1
На пару ключей VS1-4 от СУ подаются управляющие сигналы. Они открываются и входной ток iвх будет иметь путь: «+», VS1, Rн, Lн, VS4, «-». Проходя по нагрузке в ней выделится напряжение:
Часть входного тока ответвится и зарядит Cк.
2. Интервал времени t1<t<t2
В этот период времени выдерживается «пауза».Она предназначена для предотвращения возникновения сквозного тока.
Сквозной ток возникает, когда отработавшая пара ключей (например, VS1-4) еще не успела закрыться, а другая пара ключей (VS2-3) уже открылась, тогда на встречу IA-основному току будет направлен Iвх, что приведет к несомненному пробою ключей VS1, VS4/
Время паузы t1, t2 зависит от скорости переключения ключа.
3. Интервал времени 0<t<t3
На противоположную пару ключей VS2-3 от СУ подаются сигналы отпирания. Они открываются и iвх будет иметь путь как показано на рис.15
Т.к. ток прошел в обратном направлении, то напряжение на нагрузке будет отрицательной.
Как только VS2-3 открылись, для Cк появился путь (контур) для разрядки.
VS3 уже открылся, а VS1 еще не успел закрыться, хотя напряжение с управляющего электрода снято.
Ток действует до тех пор пока . Как только они сравняются, общий ток станет равен 0.
Вывод
При описанной работе выходное напряжение инвертора имеет прямоугольную форму.
Такая форма напряжения не приемлема для питания электродвигателей.
Любое периодическое напряжение, разложенное в ряд Фурье(Тэйлора) представляет собой набор гармоник:
Спектральная диаграмма:
Сумма всех гармоник дает исходный сигнал.
Т.к. подается напряжение прямоугольной формы, поэтому обороты будут неравномерными и токи разных гармоник направлены в разные стороны, т.е.будут перегревать двигатель, и напряжение будет как показано на рис.16
рис.16
Поэтому все современные схемы автономных инверторов имеют управление с так называемой ШИМ-модуляцией.
Существует и ЧИМ-модуляция, тогда в течении каждого из полупериодов пара ключей (VS1, VS4) открываются на один и тот же интервал времени tимп.,но с разной скважностью.
Скважность-расстояние между импульсами.
Среднее значение каждого из импульсов за его период
По виду модулированное напряжение напоминает синусоиду. Если число импульсов за период увеличить, то мы получим напряжение по форме напоминающее синусоиду.
Трехфазный автономный инвертор напряжения (Трехфазный мост)
Описание схемы
К «+» источника прикладывается постоянное напряжение .
Нагрузкой инвертора является асинхронный двигатель с короткозамкнутым ротором.
Последовательное напряжение, приложенное к фазам А, В, С, заставляет вращаться двигатель.
Инвертор собран обязательно на полностью управляемых полупроводниках, т.е. ключах, в данном случае IGBT.
Параллельно каждому из полупроводниковых ключей устанавливают противодиоды, предназначенные для организации пути протекания тока нагрузки от энергии неуспевшей выделиться за рабочий цикл в нагрузке (если диода не будет, то пробьется ключ).
Для коммутации ключей между полумостами устанавливают Cк.
Между полумостами устанавливают шунтирующие дроссели. Они подавляют помехи высокочастотных наводок, возникающих в результате коммутации ключей.
Длина проводников - от нулевых точек от 0 до а, от 0 до b, от 0 до с.Т.е. проводники ограничены в длине.
Работа
1. Интервал времени 0<t<t1
На пару ключей VT1-4 подаются управляющие сигналы от СУ. Они открываются и постоянный ток будет иметь путь: «+», VT1, ДрА, LA, LB, ДрВ, VT4, «-».
По обмотке LA постоянный ток проходит в прямом направлении (от зажима фазы А к нулевой точке), поэтому в нагрузку LA выделится положительная полуволна.
2. Интервал времени t1<t<t2
На противоположную пару ключей VT3-2 подаются управляющие сигналы. Они открываются и постоянный ток iп будет иметь путь: «+», VT3, LB, LA, LB, ДрА, VT2, «-».
Т.к. по обмотке LA ток прошел в обратном направлении, то падение напряжения в ней будет отрицательным.
Т.о. в нагрузке сформировалось знакопеременное периодическое прямоугольной формы напряжение.
Аналогичным способом, но смещением во времени на угол = 1200 формируется напряжение фаз В и С.
В один и тот же момент времени у трехфазного инвертора создается ситуация, что один и тот же ключ должен пропускать (формировать) положительную и отрицательную полуволны разных фаз.
Пусть время будет выбрано произвольно.
В это время при tк должен пропускать положительную полуволну фазы А и отрицательную полуволну фазы С:
1.Для этого СУ формирует управляющие сигналы, так что в этот момент времени tк фаза С не формируется (т.е. происходит прерывание на фазе С).
2.Так же необходимо выдерживать интервал времени tп между переключениями полуволн.
3.Прямоугольно напряжение на выходе инвертора нас не устраивает из-за наличия высших гармоник в нем. Как известно все инверторы используют ШИМ-модуляцию для формирования синусоидального вида выходного напряжения
Т.о. видно, что требования, предъявляемые к СУ очень велики.
Если учесть динамику процессов:
· Изменение момента на валу
· Обороты вала
· Токи потребляемые статорной обмоткой
то СУ приходится учитывать все эти изменения . Другими словами, СУ должна быть адаптивной к внешним (учитывать изменения внешних факторов).
Без микроконтроллерной или микропроцессорной СУ такой инвертор работать не будет.
Регуляторы тока и напряжения.
Регуляторы постоянного тока (импульсные регуляторы)
Принцип импульсного регулирования
Нагрузка Rн подключена к источнику постоянного напряжения через ключ (электронный), меняя длительность закрытого ключа tз и открытого tр, изменяя выходное напряжение Ud=Uн
(1)
f-частота переключения ключа
Ud-среднее значение напряжения на Rн
q- скважность работы ключа, изменяя ее можно регулировать выходное напряжение.
Ключом управляет система автоматического управления.
Импульсный регулятор постоянного тока последовательного типа
Работа
I этап
1. Интервал времени 0<t<t1
От СУ на базу подается управляющий сигнал, VT открывается и входной ток будет иметь путь, как показано на рис.
В нагрузку выделится напряжение, равное
Uн=Iвх*Rн |
При этом входной ток iвх, пройдя по нагрузке индуктивности, зарядит ее и она будет представлять собой источник тока.(рис.17)
рис.17
Часть тока ответвится и зарядит конденсатор на величину Uc(-0)
Достоинства импульсных регуляторов
1. Высокий КПД
2. Хорошие массогабаритные показатели
3. Высокий коэффициент пульсаций при регулировании устраняется
· Увеличение коэффициента сглаживания фильтров
· Повышение частоты работы ключа
Импульсные регуляторы последовательного и параллельного типа
Работа таких (ступенчатых) регуляторов рассматривается по этапам
Достоинства ступенчатого регулятора
1.Uвых не меньше чем Uвх из за повышающего регулятора на входе
2.Отсутствует недостаток последовательного регулятора. Не искажается форма питающего тока iвх. L1 не дает искажать ток, выступающая в роли источника тока.
Примечание
Существует множество схем ступенчатых регуляторов.
3.3. Тиристорно – конденсаторный регулятор постоянного тока с дозированной передачей энергии в нагрузку
Работа
Предположим Ск заряжен до напряжения Uвх+ Uвых.
В момент времени t0 на тиристоры VS1-3 подается сигнал управления. Они открываются и создается колебательный контур LCк.
В колебательном контуре (цепь второго порядка, описывается дифференциальными уравнениями), ток и напряжение могут быть выражены
В процессе перезарядки Ск напряжение на L изменяет свою полярность и достигает напряжения Uвых.
UL= Uвых│t=t2
Включается диод VD, т.к. на нем появляется напряжение
Включение диода VD ограничивает дальнейший рост UL.
В процессе перезарядки Ск напряжение на L изменяет свою полярность и
Преобразователи типа АС/DC
рис.18
По сх.18 Строятся все импульсные источники питания.
Временные диаграммы
Пуш-пульная двухфазная схема
Рис. 14.1.Базовая двухтактная push-pull схема преобразователя
Эта схема (рис. 14.1) состоит из двух ключевых элементов, в качестве которых используются мощные биполярные или полевые транзисторы. Трансформатор Тр имеет первичную и вторичную обмотки, разделенные на полуобмотки. К средней точке первичной обмотки подключен вывод источника питания. Вторичная цепь представляет собой двухфазный двухполупериодный выпрямитель VD1, VD2, а также фильтр пульсаций (в этой схеме элементом фильтра является конденсатор Сф).
В первом такте, как показано на рис. 14.2, l замкнут, Кл2 разомкнут, ток течет по полуобмотке 1.1 и трансформируется в полуобмотку 2.1. Диод VD1 открыт и проводит ток i2.1, подзаряжая конденсатор Сф. Во втором такте, изображенном на рис. 14.3, ключ Кл.l закрывается и открывается ключ Кл2. Соответственно ток i1.2 течет по
полуобмотке 1.2 и трансформируется в полуобмотку 2.2. Диод VD1 заперт, диод VD2 проводит ток i2 2, подзаряжая конденсатор Сф.
Таким образом, передача энергии в нагрузку осуществляется во время обоих тактов.
Чтобы перейти к параметрам реальных схем, мы вначале предположим, что у нас, тем не менее, есть возможность применения идеальных элементов. То есть транзисторы могут мгновенно переключаться, отсутствует время обратного восстановления диодов, первичная обмотка обладает очень большим значением индуктивности намагничения (согласно эквивалентной схеме). В этих условиях определить зависимость выходного напряжения от величины входного очень просто. Напряжение первичной обмотки трансформируется во вторичную обмотку без потерь, с коэффициентом трансформации:
Отсюда:
Коэффициенты трансформации nl и п2 полагают одинаковыми, более того, уравнивают количество витков первичных и вторичных полуобмоток:
Напряжение на первичной обмотке в режиме замкнутого ключа (без учета падения напряжения на силовом ключе):
Поскольку схема строится с двухполупериодным выпрямлением на выходе, соотношение между напряжением питания и напряжением на нагрузке:
Пока нам не совсем ясно, как можно ввести регулировку напряжения на нагрузке. Поэтому необходимо вспомнить о коэффициенте заполнения и распространить его на двухтактную схему. Попытаемся выяснить, что произойдет, если мы сузим управляющие импульсы, как показано на рис. 14.4. Коэффициент заполнения и в случае двухтактной схемы определяется точно так же, как и для однотактной:
где γ — отношение времени открытого состояния одного ключа к периоду коммутации.
Рис.14.4. К определению коэффициента заполнения
В данном случае мы определяем коэффициент заполнения для одного плеча двухтактной схемы. . Определим среднее значение тока нагрузки, учитывая, что передача энергии осуществляется на протяжении обоих полупериодов, а значит, среднее значения напряжения за один такт работы нужно удвоить:
Рис. 14.5.Графики, поясняющие работу пуш-пульной схемы преобразователя
Таким образом, регулируя γ в промежутке от 0 до 0,5, можно линейно регулировать напряжение на нагрузке. В реальной схеме ни вкоем случае нельзя допускать, чтобы преобразователь работал с γ = 0,5. Типичное значение γ не должно превышать 0,4...0,45. Все дело в том, что используемые элементы не могут обладать идеальными свойствами. Как нам известно, первичная обмотка обладает ограниченной индуктивностью Lμ, которая накапливает энергию:
Максимальный ток iμ , показанный на графике (рис. 14.7), определяется из соотношения:
При размыкании Кл1 накопленная в магнитопроводе энергия стремится поддержать ток. Если бы в схеме не было защитного диода VDp2, показанного на рис. 14.6, на Кл2 возник бы бросок отрицательного напряжения. Способность биполярных транзисторов выдерживать отрицательные броски напряжения невелика (единицы вольт), поэтому разрядный ток iμ необходимо замкнуть через диод VDp2. Диод практически «накоротко» замыкает обмотку ω2 2 и быстро разряжает Lμ (рис. 14.8). При разряде выделяется тепловая энергия, учесть которую можно через следующее соотношение:
Рис.14.6. К пояснению коммутационных
процессов в реальной схеме пуш-пульного
преобразователя Рис. 14.7.Определение тока намагничения
Рис. 14.8.Разряд индуктивности намагничения
При работе пуш-пульного преобразователя разрядные диоды включаются попеременно. Следует также помнить, что в составе транзисторов MOSFET, а также некоторых транзисторов IGBT эти диоды уже есть, поэтому вводить дополнительные элементы нет необходимости.
Вторая неприятность связана с конечным временем восстановления диодов выпрямителя. Представим, что в начальный момент времени диод VD1 проводит ток. Направления действия ЭДС показаны на схеме «а» (рис. 14.9).
Рис. 14.9.Пояснение влияния конечного времени восстановления выпрямительных диодов
При включении транзистора VT1 ЭДС меняет направление (схема «б»), открывается диод VD2. Но в то же время диод VD1 не может мгновенно закрыться. Поэтому вторичная обмотка оказывается закороченной диодной парой VD1-VD2, что вызывает броски тока в ключевом элементе (это хорошо видно на эквивалентной схеме трансформатора). Форма тока первичной обмотки на совмещенном графике при у = 0,5 будет такой, как изображено на рис. 14.10.
Рис. 14.10.Характер тока обмоток трансформатора в случае наличия идеальных и реальных выпрямительных диодов
Во избежание коммутационных выбросов необходимо, во-первых, вводить паузу между закрытием Кл1 и открытием Кл2 на время не менее чем удвоенное время обратного восстановления диода tгг. Во-вторых, если есть возможность, лучше отказаться от обычных диодов и применить диоды Шоттки.
Напряжение на закрытом ключевом транзисторе складывается из напряжения питания Un и ЭДС первичной полуобмотки, которая в данный момент разомкнута. Поскольку коэффициент трансформации этих обмоток равен 1 (обмотки с одинаковым числом витков), перенапряжение на ключевом транзисторе достигает 2 Un. Поэтому, выбирая транзистор, следует обратить внимание на допустимое напряжение между его силовыми электродами. Необходимо также учитывать, что ток ключевого транзистора складывается из постоянного тока нагрузки, пересчитанного в первичную цепь, и линейно нарастающего тока намагничения индуктивности первичной обмотки. Ток имеет трапецеидальную форму.
При определении максимального коэффициента заполнения в случае использования полевых транзисторов, которые переключаются достаточно быстро, нужно руководствоваться значением задержки обратного восстановления диодов. Промежуток времени, в течение которого переключение запрещено:
∆tзад = 2trr.
Поправка коэффициента заполнения:
Максимальный коэффициент заполнения:
При использовании биполярных транзисторов и транзисторов IGBT максимально возможный коэффициент заполнения уменьшается за счет времени выключения и спада этих транзисторов, а также характерного «хвоста»:
Опыт показывает, что1 коэффициент заполнения не превышает 0,45 в самом благоприятно^ случае.
Чем еще отличается реальная схема от идеальной? Сопротивления открытого диода и ключевого транзистора отличны от нулевого. Учесть падение напряжения на этих элементах (и поправку на коэффициент трансформации) можно так, как показано на рис. 14.11.
Рис. 14.11.Учет паразитных параметров схемы
а) Выпрямительные диоды: в открытом состоянии на диоде падает в среднем 0,7.. .1,0 В (стандартный диод), либо 0,5. ..0,6 В (диод Шоттки);
б) Ключевые транзисторы: если в качестве ключа используется биполярный транзистор или транзистор IGBT, на ключе будет падать напряжение Uкэ (в режиме насыщения). Типичное значение напряжения насыщения — 0,2. ..0,5 В. Для транзистора MOSFET необходимо вычислить напряжение:
Предварительный расчет основных параметров схемы пуш-пульного конвертора должен определить коэффициент трансформации п и габаритную мощность трансформатора. Мы уже выяснили, что:
Иначе (с учетом падения напряжения на ключах и выпрямительных диодах):
где - минимально возможное напряжение питания (задается в начале разработки).
К примеру, если проектируется преобразователь с батарейным питанием, в качестве этого напряжения можно принять значение напряжения, измеренное на клеммах батареи в конце срока службы.
Необходимо также определить минимальное значение коэффициента заполнения γ min, исходя из максимального значения напряжения питания (этот параметр понадобится при определении параметров сглаживающего выходного фильтра):
Теперь можно перейти к определению габаритной мощности трансформатора, которая вычисляется как полусумма мощности, переданной в первичную обмотку и полученной со вторичных обмоток. В случае двухобмоточного трансформатора габаритную мощность можно определить как сумму мощностей нагрузки и мощности, израсходованной на схему управления (если преобразователь построен таким образом, что схема управления питается от этого же трансформатора):
Выбор необходимого магнитопровода для трансформатора осуществляется по формуле для габаритной мощности, выведенной в разделе «Как работает трансформатор». По этой формуле мы должны определить произведение SS0. Следует отметить, что для двухтактных преобразователей предпочтительнее использовать тороидальные магнитопроводы, поскольку трансформаторы, намотанные на них, получаются наиболее компактными. Итак, габаритная мощность трансформатора, намотанного на магнитопроводе конкретных размеров:
где ηтр— КПД трансформатора (типичное значение 0,95...0,97) Разработчиком должно быть выполнено условие:
Число витков первичной полуобмотки можно найти по следующей формуле, которая представляет собой форму записи закона электромагнитной индукции:
Число витков вторичной полуобмотки:
После этого нужно выбрать необходимый диаметр провода и проверить заполнение окна медью. Если коэффициент а получится более 0,5, необходимо взять магнитопровод с большим значением S0 и пересчитать количество витков.
Определить температуру перегрева трансформатора можно по следующей формуле:
где ∆En - - перегрев (Тn = Та + ∆Tn);
Тп — температура поверхности трансформатора;
Рп — суммарные потери тепла (на активном сопротивлении обмотки и в магнитопроводе);
Sохл -- площадь наружной поверхности трансформатора;
α-- коэффициент теплоотдачи (α = 1,2 • 10-3 Вт/см2 • °С).
После расчета трансформатора нужно провести выбор силовых элементов по допустимым значениям токов и напряжений, облегчить при необходимости тепловой режим с помощью теплоотводящих радиаторов.
Очень важный вопрос, который сейчас необходимо рассмотреть, — это выбор схемы управления двухтактным импульсным источником. Не так давно все эти схемы приходилось проектировать на дискретных элементах, что рождало достаточно громоздкие и не слишком надежные решения. Микросборки, применяющиеся для управления однотактными схемами стабилизаторов и преобразователей, впрямую не годятся для использования в двухтактных схемах, поскольку нужно иметь, два парафазных выхода, управляемых одним генератором. Кроме того, микросхема должна содержать специальный узел для гарантированного ограничения у, чтобы не допустить аварийных ситуаций и сквозных токов. Желательно наличие дополнительных входов защитного отключения. В последнее время было разработано большое количество специализированных микросхем, в которых уже есть практически все необходимые узлы.
Широко применяющаяся для управления блоками питания компьютеров типа IBM-PC микросхема TL494 (выпускается фирмой Texas Instruments, имеет отечественный аналог КР1114ЕУ1) подробно описана в доступной книге [54]. Как пример, рассмотрим не менее интересную микросхему СА1524 [53], выпускаемую фирмой Intersil. Эта микросхема содержит в своем составе цепи управления, контроля, нормально функционирует при питании от 8 до 40 В. Она может быть применена в составе любых схем стабилизаторов и преобразователей, описанных в этой книге.
Основные узлы микросхемы (рис. 14.12):
• термокомпенсированный опорный источник напряжения 5 В;
• точный RC-генератор;
• усилитель ошибки (разницы между требуемым напряжением нагрузки и реальным напряжением на выходе стабилизатора);
• компаратор схемы управления ключевыми транзисторами;
• усилитель ошибки по сигналу тока в первичной цепи;
• двухтактный выходной каскад, построенный на быстрых биполярных транзисторах;
• схема дистанционного управления включением/выключением.
Рис. 14.12.Функциональные узлы микросхемы СА1524 фирмы Intersil
Широтно-импульсное регулирование (ШИР) было рассмотрено нами в главе, посвященной чопперной схеме стабилизатора. В данном случае схема ШИР работает точно так же. Единственную особенность составляют триггер и схема логики, которые «маршрутизируют» управляющие импульсы, поочередно направляя их то на один выход (транзистор Sa), то на другой (транзистор Sb). Триггер синхронизирован тактовыми импульсами с задающего генератора. Тактовые импульсы имеют некоторую длительность, которая служит для организации защитной паузы между выключением одного силового транзистора и включением второго. Таким образом, коэффициент заполнения утах не может быть более 0,45 (суммарное время паузы по двум выходам составляет 10%). Время паузы (dead time) можно регулировать, выбирая соответствующий номинал времязадающего конденсатора Ст. Частота работы задающего генератора определяется соотношением rt и Ст (выбор этих элементов, показанных на рис. 14.13, осуществляется из графика, рис. 14.14). Можно заметить, что ощутимые значения времени паузы получаются при достаточно больших номиналах емкости Ст. Если элементы времязадающей цепи уже выбраны, «мертвое время» можно подрегулировать в пределах 0,5...5,0 мкс подключением конденсатора Cd к выводу 3, как показано на рис. 14.15. Величина этого конденсатора находится в пределах 100...1000 пФ. Однако такой способ разработчики схемы рекомендуют использовать только в крайнем случае.
Рис. 14.13.Элементы частотозада-ющей цепи Рис. 14.14.График выбора элементов времязадающей цепи
Еще один способ регулирования dead time заключается в ограничении величины напряжения усилителя ошибки (рис. 14.16).
Усилитель ошибки (выводы 1, 2, 9) имеет коэффициент усиления 80 dB (10000) и может быть снижен до необходимой величины включением резистора RL между выводами 1(2) и 9 (в зависимости от того, прямая или инвертирующая схема включения используется разработчиком импульсного источника). Частота единичного усиления усилителя ошибки f-- 3 МГц. Разработчики микросхемы отмечают, что усилитель ошибки, не охваченный цепью обратной связи, имеет так называемый полюс передаточной характеристикив точке 250 Гц
(сдвиг фаз между входным и выходным сигналом на этой частоте достигает 45 градусов). Полюс хорошо видно на графике (рис. 14.18). Это еще одна причина, по которой нельзя использовать усилитель без цепей обратной связи, показанных на рис. 14.17.
Рис. 14.15.Дополнительный конденсатор Q, регулирующий «мертвое время» (а), и график выбора его номинала (б)
Рис. 14.16.Способ регулировки dead time посредством ограничения величины напряжения усилителя ошибки
Рис. 14.17.Обратная связь в усилителе ошибки
Источник без обратной связи может превратиться в генератор. Чтобы устранить возможность самовозбуждения, рекомендуется под-, ключать к выводу 9 корректирующую цепочку, как показано на. рис. 14.19.
Рис. 14.18.АФЧХ усилителя ошибки Рис. 14.19.Корректирующая цепочка, устраняющая самовозбуждение
Параметры микросхемы СА1524:
• напряжение питания 8...40 В;
• максимальная частота задающего генератора — 300 кГц;
• нестабильность выходного напряжения — не более 1 %;
• температурная нестабильность — не более 2%;
• диапазон емкости Ст — 0,001...0,1 мкФ;
• диапазон сопротивления rt — 1,8...120 кОм;
• входное смещение усилителя ошибки — 0,5 мВ;
• входной ток усилителя ошибки — 1 мкА;
• максимальное напряжение «коллектор-эмиттер» транзисторов Sa и Sb —40B;
• токовая защита срабатывает при превышении тока потребления микросхемы более 100 мА;
• время нарастания тока коллектора транзисторов Sa и Sb -0,2 мкс;
• время спада тока коллектора транзисторов Sa и Sb — 0,1 мкс.
Микросхема имеет также вход внешнего управления (вывод 10). Отключение происходит при подаче высокого уровня (номинальный ток 0,2 мА).
Мы вернемся к микросхеме СА1524 при практической разработке экспериментального пуш-пульного преобразователя, а сейчас рассмотрим появившиеся в последнее время маломощные интегрированные источники, построенные по пуш-пульной схеме. Нужда в маломощном преобразователе появляется тогда, когда необходимо получить напряжение, источник которого не имеет гальванической связи с остальной схемой. К примеру, цифровые устройства передачи информации по длинным линиям нуждаются в таких источниках. Помеха, наведенная в длинной линии, может повредить передающее и приемное устройства, поэтому линия связи развязывается с помощью согласующих трансформаторов или оптоэлектронных приборов. Активные согласующие линейные устройства требуют питания.
Второй пример использования гальванически развязанных источников гораздо ближе к тематике книги. Чуть позже мы будем рассматривать так называемый бутстрепный метод управления двухтактными каскадами. Мы увидим, что в данной схеме нужен источник, гальванически развязанный с общим проводом. В динамическом режиме эту функцию, как окажется, с успехом может выполнить конденсатор. А вот в статическом режиме без нормального источника не обойтись. Еще совсем недавно эта задача решалась с помощью дополнительной; обмотки на сетевом трансформаторе, что, конечно, не способствовало уменьшению габаритов схемы. Появление миниатюрных преобразователей изящно решило эту проблему [55].
Для примера разберем устройство микросхемы DCP0115 фирмы] Burr-Brown [56], функциональные узлы которой показаны на рис. 14.20, а внешний вид — на рис. 14.21. В составе микросхемы имеется высокочастотный генератор и двухтактный каскад, работающий; с частотой 400 кГц. К силовому каскаду подключен миниатюрный трансформатор, который, тем не менее, позволяет получить мощность 1 Вт на нагрузке (при выходном напряжении 15 В). Имеются также схема мягкого старта и схема блокировки при перегреве с возможностью восстановления после отключения. Выводы синхронизации' (sync in, sync out) используются, когда микросхема работает совместно с другими импульсными источниками, имеющимися в приборе. Синхронизация позволяет избежать биения частот и снизить излучаемые радиопомехи. Микроисточник выполнен в корпусе DIP-14.
Применение ключевых транзисторов в схемах электронных балластов
Для применения в схемах электронных балластов для флуоресцентных ламп компанией «ON Semiconductor» выпускается серия дискретных ключевых транзисторов (биполяр-ных и IGBT) серии PowerLux. Питание ламп дневного света от преобразователей обеспечивается переменным током частотой 20...60 кГц, оптимальной для характеристик светоотдачи и КПД.
Используют обратноходовые инверторы, а также резонансные схемы источников тока и напряжения.
Рис. 4.44 |
Рис. 4.45
Ограничивающим фактором применения МДП-транзисторов является относительно высокое сопротивление открытого канала, для уменьшения которого приходится увеличивать относительные размеры полупроводникового кристалла. Поэтому более перспективным выглядит применение ключевых транзисторов типа CoolMOS (рис. 4.46). Полумостовая схема с последовательным резонансным LC-контуром на биполярном ключе.
Рис. 4.46
Для обеспечения ионизации газа внутри лампы и ее зажигания используется последовательный резонанс напряжения, в результате которого возрастает напряжение на конденсаторе, подключенном параллельно лампе. Максимальное напряжение, на нагрузке, определяется:
(4.80)
где Е–напряжение питания полумостовой схемы; Q–добротность последовательного RLC-контура.
Характеристика изменения комплексного сопротивления нагрузки от частоты переключения транзистора рис.4.47.
1. Область предварительного разогрева накальных нитей лампы При начальном запуске преобразователя частота управления несколько выше резонансной и точка покоя по переменному току находится в зоне, обозначенной буквой А.Данный режим необходим для дальнейшего более эффективного запуска режима зажигания лампы, а также для продления срока ее службы.
2. Понижение частоты, и линия нагрузки перемещается в зону В. Ток схемы растет, и в результате явления резонанса напряжение на емкости С увеличивается до необходимого уровня зажигания лампы. Сопротивление лампы после зажигания уменьшается, емкость С оказывается частично шунтированной. Это изменяет характеристику нагрузки (сдвиг влево на рис. 4.47), а точка покоя перемещается в зону установившегося состояния (зона Д). Ток в схеме определяется индуктивностью L и напряжением питания преобразователя.
Рис. 4.47
Расчет
Напряжение питания полумостовой схемы определяется как максимальное напряжение питающей сети:
(4.81)
где VEF = 220B – действующее значение напряжения сети переменного тока.
Минимальный класс рабочего напряжения ключа выбирается равным:
(4.82)
где V(BR)CEO — напряжение пробоя коллектор—эмиттер при оборванной базе.
Напряжение пробоя коллектор—эмиттер с учетом смещения базовой цепи (V(BR)CER, V(BR)CEV, и т.п.):
(4.83)
Для полумостовой схемы с учетом практически линейного закона изменения тока и для стандартной мощности ламп PL = 55 Вт значение тока IC(max) рассчитывается:
(4.84)
В режиме запуска максимальные токи увеличиваются в 4...5 раз по сравнению с установившимся режимом, поэтому необходимо выбирать транзисторы на рабочий ток = 4 А.
Рассчитанным значениям соответствует:
· Биполярный транзистор серии PowerLux D2 типа BUL45D2 с параметрами:
V(BR)CES = 700В и IC(max) = 4А.
· Минимальное значение параметра hFE = 20 с разбросом ±30% для 25°С и токовой нагрузки 1А.
· Управляющий базовый ток IB = 0.25А обеспечивает гарантированное насыщение транзистора (VBE(sat) = 1В, VCE(sat) = 0.4В) во всем диапазоне токовой нагрузки.
· Максимальная температура внутри корпуса электронного балласта равна 70°С.
Мощность потерь Дополнительные данные для расчета:
· Частота переключения f = 40 кГц;
· Длительность открытого состояния ключа tp = 12.5 мкс;
· Время спада тока ключа tF = 100 не;
· Тепловое сопротивление переход—окружающая среда (при работе ключа без охладителя) RThJA = 62.5°С/Вт (тип корпуса ТО220);
Мощность потерь на переключение (выключение):
(4.85)
Мощность потерь в открытом состоянии:
(4.86)
Мощность потерь на управление:
(4.87)
Температура перехода:
(4.88)
Осциллограммы коллекторного тока и напряжения ключа для режима запуска схемы и установившегося состояния представлены на рис. 4.48.
а
б
Рис. 4.48
ИМПУЛЬСНЫЙ ИСТОЧНИК ПИТАНИЯ
На рис. 4.68 показана структурная схема импульсного (источника питания частотой 200 кГц на выходную мощность 200 Вт (разработка фирмы «InfineonTechnologies», использующая схему обычного и синхронного выпрямления).
Рис. 4.68
– Конец работы –
Используемые теги: Выпрямители, Однофазный, однонаправленный, однополупериодный0.073
Если Вам нужно дополнительный материал на эту тему, или Вы не нашли то, что искали, рекомендуем воспользоваться поиском по нашей базе работ: Выпрямители Однофазный однонаправленный однополупериодный
Если этот материал оказался полезным для Вас, Вы можете сохранить его на свою страничку в социальных сетях:
Твитнуть |
Новости и инфо для студентов