Метрология и радиоизмерения

Федеральное агентство по образованию

Государственное образовательное учреждение

высшего профессионального образования

 

Владимирский государственный университет

 

А.Д. ПОЗДНЯКОВ

 

Метрология и

радиоизмерения

 

Курс лекций

 

Часть 2

 

Владимир 2009

УДК 621.317.7

ББК 32.842

П47

Рецензенты:

Доктор технических наук, профессор

зав.кафедрой радиотехники и радиосистем

Владимирского государственного университета

О.Р. Никитин

Доктор физико-математических наук, профессор

зав.кафедрой теоретической физики

Владимирского государственного педагогического университета

В.Г. Рау

Печатается по решению редакционно-издательского совета

Владимирского государственного университета

Поздняков, А. Д.

П47

Метрология и радиоизмерения: Курс лекций, часть 2 / А. Д. Поздняков; Владим. гос. ун-т. – Владимир: Ред.-издат. комплекс ВлГУ, 2009. – 118 с. – ISBN .

 

Пособие предназначено для подготовки студентов в области радиоизмерений. В конспекте лекций представлен раздел «Метрология». Рассмотрены

 

Рекомендуется для студентов всех форм обучения направления «Радиотехника», а также специальностей «Радиотехника», «Радиофизика и электроника», «Радио­связь, радиовещание и телевидение».

 

Табл. . Ил. . Библиогр.: назв.

УДК 621.317.7

ББК 32.842

ОГЛАВЛЕНИЕ

Список принятых сокращений…………………………………….…….

Введение……………….…………………………………………………..

 

Лекция: Измерение интервалов времени и фазовых сдвигов

Лекция: Измерение частоты (частотомеры)

Лекция: Измерение напряжения и тока

Лекция: Цифровые вольтметры

Лекция: Измерение мощности

Лекция: Исследование формы сигналов (Осциллографы)

Лекция: Анализ спектра и нелинейных искажений сигнала

Лекция: Исследование амплитудно-частотных характеристик устройств

Лекция: Панорамные измерители КСВ и S-параметров

Лекция: Измерительные линии диапазона СВЧ

Заключение…………………………………………………………………

Список литературы………………………………………………………..

 

Список принятых сокращений

АЦП - аналого-цифровой преобразователь; РИП – радиоизмерительный прибор; СИ – средство измерений;

Рис. 2

Метод может применяться для измерения длительности импульса, который следует подавать на вход временного селектора в качестве U_З.

Возможно измерение периода колебания с предварительным формированием импульса T_x.

Структура погрешности измерения:

1. Погрешность меры – инструментальная погрешность, обусловленная нестабильностью частоты следования импульсов счета. Ее величина полностью определяется возможностями генератора с кварцевой стабилизацией. Реально величина относительной погрешности

2. Погрешность преобразования – инструментальная погрешность из-за неточности формирования временных ворот. Определяется шумами и нестабильностью порога срабатывания формирователей 1, 2 и формирователя стробирующего импульса. Абсолютная погрешность оценивается как разность длительностей реального и идеального импульса ворот:

3. Погрешность сравнения – методическая погрешность обусловленная тем, что в общем случае измеряемый интервал Dt_x не равен целому числу периодов T_сч. Это погрешность дискретизации (квантования), равная ± T_сч.

Пример приведен на рис. 3. Здесь при фактической длительности 7T_сч ошибка достигает ± T_сч.

 

 

 

Погрешность +1T_сч Погрешность -1T_сч

Рис. 3

Максимальная абсолютная погрешность дискретизации ± T_сч. Относительная погрешность зависит от измеряемого интервала Dt_x:

Все названные погрешности случайные. Предел допускаемой основной погрешности по максимуму

.

Обычно величиной d_зап пренебрегают, тогда d_кв влияет при измерении больших длительностей (m велико), а d_q – при измерении малых Dt_x. При измерении малых Dt_x приходится увеличивать частоту F_сч, измерять Dt_x в течении нескольких интервалов (измерение nDt_x с последующим делением на n), проводить интерполяцию на неполных отрезках T_сч.

Метод интерполяции

В современных приборах, например в Ч3-64, построенном на основе МПС, различные функции (измерения интервалов времени, частоты и периода) реализуются на единой основе с применением интерполяционной техники, позволяющей существенно уменьшить погрешности квантования.

Структурная схема Ч3-64 представлена на рис. 4.

 

Рис. 4

Формирователь содержит усилители, ограничители, делители частоты, и коммутатор. Прибор имеет входы:

- А – для измерений в диапазоне частот от 0,005 Гц до 150 МГц;

- Б ­­­– для измерений отношений, суммы, разности и т.д.;

- В – для измерений в диапазоне частот до 1500 МГц (с делителем).

Работа во всех режимах основана на формировании и измерении интервала времени с последующим вычислением нужных пользователю параметров сигнала. Измеряемый интервал t_x квантуется метками времени через 10 нс (частота 100 МГц). При измерении частоты формируемый интервал соответствует целому числу периодов исследуемого сигнала.

Измеряемый интервал определяется по формуле (см. рис. 5):

Dt_x= t_x = t_o + t₁ – t₂,

где t_o=m_oT_сч – интервал между вторым от начала (старта) и вторым от конца (стоп) тактовыми импульсами; t₁ – интервал между началом и вторым тактовым импульсом; t₂ – интервал между концом и вторым тактовым импульсом.

Селектор формирует интервалы времени t_o, t₁, t₂. В интерполяторе импульсы t₁ и t₂ расширяются в 128 раз для последующего измерения методом счёта с дискретом 10 нс (как и основной интервал t_o). В результате интерполяции разрешающая способность с 10 нс повышается до 0,1 нс (соответствует 10 ГГц заполнению). Счетчик считает тактовые импульсы в интервале t_o, а также в расширенных интервалах t₁ и t₂.

Интегратор содержит два канала (t₁ и t₂), неидентичность (рассогласование) которых приведет к погрешности измерения. В приборе предусмотрен режим калибровки сдвига интерполяторов, осуществляемый автоматически при включении прибора, а также по желанию оператора. При этом определяется поправочное число, которое подается в ОЗУ для введения поправки.

Вычислительное устройство (МПС) осуществляет обработку с учетом поправочного числа

где Dm – поправочное число, учитывающее рассогласование интерполяторов, определяемое в процессе калибровки.

Рис. 5

С помощью ЦАП осуществляется установка требуемого уровня запуска. Кварцевый генератор формирует счетные импульсы с погрешностью 1∙10^-8 после прогрева в 2 часа. Температурный коэффициент частоты 10^-9/1°С.

Аналоговый интерполятор построен на основе прецизионного интегратора. Временные диаграммы работы интерполятора приведены на рис. 6.

 

Рис.6

При поступлении на вход расширителя импульса t_1,2 происходит быстрый разряд конденсатора стабильным током I_разр. По окончании t_1,2 конденсатор заражается медленно стабильным током I_зар= const, I_зар<<I_разр (примерно в 127 раз). Пороговая схема, на которую подается исходный уровень, вырабатывает расширенный импульс.

При калибровке устанавливается t₁ = t₂ = 20 нс и измеряются расширенные импульсы.

 

Рис. 7

Благодаря наличию МПС прибор позволяет проводить измерения с обработкой по формуле Р = ±АХ±В, где Х – результат прямого измерения, А и В устанавливаются оператором от 10^-16 до 10⁹ с любым знаком.

 

2. Измерители фазового сдвига – фазометры (Ф2)

Фаза характеризует гармонический процесс, в практике радиоизмерений обычно решают задачу измерения разности фаз двух гармонических колебаний с равными частотами:

; .

Для негармонических колебаний фазовый сдвиг заменяют понятием сдвига во времени – время задержки.

Методов измерений много:

1. Осциллографические (на основе меток времени или линейной развертки).

Рис. 8

Наиболее просто измерить с помощью двухканального осциллографа:

;

Погрешность 2…5^о определяется разрешающей способностью осциллографа. Диапазон частот также ограничивается осциллографом.

2. Компенсационные (на основе сравнения измеряемого фазового сдвига с эталонным, создаваемым регулируемым фазовращателем).

 

а) б)

Рис. 9

Могут применяться автокомпенсационные схемы. Диапазон частот очень широкий, включает СВЧ. Точность на порядок выше 0,2…0,5^о.

3. С преобразованием фазового сдвига в напряжение (используется фазовый детектор), во временной интервал и др. Измерение разности фаз может осуществляться тpиггеpным фазометром. Опоpный и исследуемый сигналы, сдвинутые на измеряемую разность фаз j_x, поступают на входы фазового детектора (pис. 10), вначале на входы триггеров Шмитта, формирующих импульсы запуска.

Рис. 10

Сфоpмиpованные остроконечные импульсы отрицательной полярности запускают триггер фазового детектора. Длительность импульса на выходе триггера и постоянное напряжение на выходе фазового детектора пропорциональны разности фаз между опорным и исследуемым сигналами.

4. Цифровые фазометры, работающие по методу дискретного счета.

Рассмотрим фазометр с жесткой логикой с преобразованием сдвига фазы во временной интервал.

Рис. 11

В интервал T_изм попадает большое число импульсов счета в виде N пачек. Здесь 2 канала формирования импульсов.

Данный фазометр прямопоказывающий:

NT»T_изм с точностью до целого T

где . Таким образом сдвиг фазы пропорционален числу счетных импульсов за время T_изм.

Так как здесь осуществляется преобразование Dj во временной интервал, то составляющие погрешности те же, что и при измерении временного интервала: d_кв, d_q, d_зап. Добавляется погрешность, обусловленная нецелым числом периодов сигнала в интервале измерения T_изм. Эта погрешность может быть очень высокой (+1/N), поэтому время измерения делают большим, оно может достигать десятков секунд, что очень неудобно.

 

Рис. 12

Микропроцессорный фазометр может измерять также частоту и период.

 

Рис. 13

Прибор позволяет измерять фазовые сдвиги всего за один период сигнала, т.е. обладает высоким быстродействием. Здесь один счетчик (канал 1) измеряет число счетных импульсов n, которое соответствует фазовому сдвигу, другой счетчик (канал 2) измеряет число счетных импульсов N, которое соответствует периоду. Фазовый сдвиг определяется вычислением по формуле

Возможен расчет за несколько периодов, т.е. можно оценить средний фазовый сдвиг, что позволяет оценивать флуктуации фазовых сдвигов, оценивать их статистические характеристики.

Входное двухканальное гетеродинное преобразование позволяет расширить диапазон рабочих частот фазометра, при этом измерение осуществляется на ПЧ. При измерении малых фазовых сдвигов применяют умножение частот, благодаря чему, во столько же раз увеличивается фазовый сдвиг. Это повышает точность измерений.

Фазометр ФК2-18

В основе принципа прибора действия лежит компенсационный метод измерения с двойным преобразованием частоты сигнала (рис.14). Мощность от внешнего генератора, поступающая на вход ВЧ блока Я2Р-60, делится на два равных по амплитуде и фазе сигнала, один из которых поступает в опорный канал, другой - в измерительный, где он проходит через исследуемый четырехполюсник. Отношение выходных сигналов есть комплексный коэффициент передачи исследуемого устройства.

Блок Я2Р-63 переносит информацию о соотношении фаз и амплитуд сигнала с частотой f_c =0,11 - 12,4 ГГц на фиксированную промежуточную частоту 278 кГц, а также производит автоматическую настройку на частоту входного сигнала и ее сопровождение. Пеpенос информации осуществляется по принципу двухканального супергетеродинного преобразования с помощью сигнала спектра периодических коротких импульсов. Для осуществления подобного преобразования входные смесители выполнены в виде ключей, открываемых короткими импульсами. Частота следования импульсов f_г, задаваемая перестраиваемым генератором, поддерживается с помощью системы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) f = f_c - nf_г = 19,722 МГц. Система усилителей с АРУ и преобразователями частоты в обоих каналах позволяет осуществлять измерения при одновременном изменении входных уровней в пределах 15 дБ. Измеpение разности фаз и отношений напряжений осуществляется индикаторным блоком Я2Р-52 на частоте 278 кГц.

Для измерения отношений уровней в измерительный блок Я2Р-63 введены два аттенюатора. Один из них используется при калибровке прибора, а другой - непосредственно при измерениях. Измеpение отношений уровней сигналов производится с помощью линейного амплитудного детектора и логарифмического усилителя для отсчета информации в децибелах.

Измерение разности фаз осуществляется тpиггеpным фазометром, содержащим фазовpащатель со ступенчатой регулировкой фазового сдвига. Опоpный и исследуемый сигналы, сдвинутые на измеряемую разность фаз j_x, поступают соответственно на вход фазовpащателя и ограничителя (см. pис. 14). Симметpично ограниченные сигналы прямоугольной формы поступают на вход фазового детектора.

 

 

 

Рис.14. Структурная схема прибора ФК2-18

Контрольные вопросы

 

1. Поясните метод дискретного счета измерения интервала времени.

2. Структура погрешности для метода дискретного счета.

3. Поясните суть метода интерполяции.

4. Что делает МПС в режиме интерполяции?

5. Поясните возможности разных методов измерения разности фаз колебаний.

6. Поясните работу фазометра с жесткой логикой с преобразованием сдвига фазы во временной интервал.

7. Приведите структуру погрешности фазометра с жесткой логикой с преобразованием сдвига фазы во временной интервал.

8. Как работает микропроцессорный фазометр?

9. С какой минимальной относительной погрешностью можно измерить интервал времени 0,1*N мс, если частота счетных импульсов 1 МГц. Метод дискретного счета без интерполяции.

10. С какой минимальной относительной погрешностью можно измерить интервал времени 0,1*N мс, если частота счетных импульсов 1 МГц. Метод дискретного счета с интерполяцией.

11. С какой минимальной абсолютной погрешностью можно измерить сдвиг фазы на частоте 10*N Гц, если частота счетных импульсов 1 МГц. Метод дискретного счета с МПС. Какое требуется время измерения?

12. С какой минимальной относительной погрешностью можно измерить сдвиг фазы 5*N⁰ на частоте 10*N Гц, если частота счетных импульсов 1 МГц. Метод дискретного счета с МПС. Какое требуется время измерения?

13. С какой минимальной абсолютной погрешностью можно измерить сдвиг фазы на частоте 10*N Гц, если частота счетных импульсов 1 МГц. Метод дискретного счета с жесткой логикой за время Т=1 с.

14. С какой минимальной относительной погрешностью можно измерить сдвиг фазы 5*N⁰ на частоте 10*N Гц, если частота счетных импульсов 1 МГц. Метод дискретного счета с жесткой логикой за время Т=1 с.

 

Примечание: N – номер студента по списку группы.

Лекция: Измерение частоты (частотомеры)

 

В настоящее время наиболее распространены цифровые частотомеры (ЭСЧ), погрешность которых составляет 10^-6…10^-9. Резонансные частотомеры применяют в основном в диапазоне СВЧ. Их погрешность от 10^-3 до 10^-5. Гетеродинные частотомеры практически не используют, а гетеродинные преобразователи применяют для переноса СВЧ в область измерения ЭСЧ.

1. Резонансные частотомеры (Ч2) или волномеры – это приборы использующие явление электрического резонанса. В основе действия лежит метод сравнения измеряемой частоты f_x с известной частотой f_p колебательной системы, настроенной в резонанс (на СВЧ применяют резонатор).

Рис. 1

Погрешность настройки в резонанс определяется работой механических частей (люфтами, трением…), нагруженной добротностью Q_н и погрешностью индикатора d_н

.

Нагруженная добротность зависит от элементов связи, собственной добротности и потерь во входной и индикаторной цепях. Реальные значения Q_Н 100...10000.

В таблице приведены данные для f_p»3ГГц.

Вид колебаний	Коаксиальн. l/4	Прямоугольн. H101	Цилиндрич. H111	Цилиндрич. H011
Qo
Qн

Для колебания типа H₀₁₁ уменьшается тангенциальное магнитное поле у стенок и уменьшаются потери.

Собственная добротность зависит от типа резонатора, структуры поля в нем, покрытий, особенностей конструкции:

; где D - глубина проникновения.

Верхний интеграл по внутреннему объему резонатора пропорционален запасаемой энергии, а нижний – по внутренней поверхности резонатора пропорционален энергии потерь. Дальнейшее увеличение добротности возможно на основе использования сверхпроводимости. При этом глубина проникновения (D) уменьшается , а Q_o увеличивается. Используется ниобий и свинец, охлаждаемый до 2…5⁰К. Собственная добротность резонатора в состоянии сверхпроводимости (Q₀) достигает 10¹¹.

В зависимости от способа включения индикатора в тракт различают индикацию по максимуму и минимуму. В наиболее распространенных схемах с индикацией по максимуму при f_p¹f_x ток детектора I_д®0, а при f_p=f_x I_д®I_max.

 

 

 

Рис. 2 Рис. 3

Рис. 4

Для повышения точности отсчет положения максимума (он пологий) осуществляют методом вилки, снимая показания на уровне максимальной крутизны АЧХ. При этом можно дополнительно уменьшить и погрешность механики, если брать отсчеты при движении вверх и вниз:

; ; .

Или .

 

Рис. 6

Рис. 5

Другая схема с индикацией резонанса по минимуму.

 

Здесь при f_p¹f_x почти вся энергия СВЧ поступает на вход детектора. Если f_p=f_x возрастает проводимость, вносимая резонатором в тракт, т.е. в тракте возникает неоднородность. При этом часть энергии поступает в резонатор и значительная часть отражается к генератору из-за возникшего рассогласования. Ток детектора снижается. При измерениях также может применяться метод вилки. Метод с индикацией по минимуму удобен тем, что при расстройке индикатор позволяет судить о наличии мощности в СВЧ тракте.

Для прямоугольного резонатора– условие резонанса , где p=1,2,3… Виды колебаний E_mnp и H_mnp. Основной вид H₁₀₁. Условие резонанса

.

Можно точно измерить длину резонатора l₁, проградуировав шкалу перемещения поршня (КЗ) в единицах длины волны в волноводе. Для нахождения частоты придется делать пересчет, так как l_В¹l₀. Изменяя длину l можно настроить резонатор в резонанс дважды на соседних колебаниях, например H₁₀₁ и H₁₀₂. Тогда длина волны в волноводе .

Цилиндрический резонатор аналогичен прямоугольному, здесь волны также дисперсные: V_ф=j(f) и l_В¹l₀. Недостатки прямоугольных и особенно цилиндрических резонаторов – небольшой диапазон перестройки (менее октавы) на одном типе колебаний. Поэтому чаще используют коаксиальные резонаторы.

Коаксиальные резонаторы бывают полуволновые и четвертьволновые. Для четвертьволнового резонатора условие резоананса l_рез=l_о/4. В общем случае , n=1,2… (реально чуть меньше из-за реактивности запредельного волновода). Для полуволнового ; n=1,2…. При этом используют основное колебание - волну Т, которая не является дисперсной, что позволяет проградуировать шкалу в единицах частоты.

Рис. 7

Электронно-счетные частотомеры (ЭСЧ) – подгруппа Ч3

. Измерения, строго говоря, косвенные. Для получения прямых показаний выбирают… .

Рис. 8

Рис. 9

Погрешность дискретизации при измерении НЧ может быть очень большой. Например для f_x=5Гц и T_обр=1с получим d_q»20%. Для уменьшения погрешности дискретизации:

- увеличивают время счета;

- умножают частоту исследуемого сигнала Nf_x;

- усредняют результаты многократных измерений;

- измеряют не частоту, а период.

В последнем случае необходима операция деления f_x=1/T_x, поэтому целесообразно использование МПС.

В режиме измерения отношения частот .

Рис. 10

ЭСЧ с постоянной погрешностью в диапазоне измерений

Здесь время счета (Т_обр) точно равно целому числу периодов сигнала.

 

 

Рис. 11

В схеме формируются временные интервалы Dt₁ и Dt₂. Причем временные ворота Dt₁ формируются независимо от входного сигнала, имеющего период Т_x, причем в общем случае Dt₁nT_х.. Число n измеряется.

Другие временные ворота Dt₂=nT_x, т.е. строго равны целому числу n периодов сигнала. Эти ворота заполняются стабильной частотой F_сч и число импульсов N фиксируется: Dt₂=NT_сч.

Рис. 12

Откуда получается или .

При этом погрешность дискретизации постоянна во всем диапазоне.

Для F_сч=100 МГц и Dt₁=1c получим d_y=10^-8.

МПС не только вычисляет, но и выбирает режим, поддиапазон, устанавливает запятую, единицы (Гц, КГц, МГц). Могут измеряться путем обработки – фазовые сдвиги, периоды, усредняться результаты многократных измерений.

ЭЛЕКТРОННО-СЧЕТНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛИ СВЕРХВЫСОКИХ ЧАСТОТ

В диапазоне СВЧ применяют делители частот, а также методы переноса частоты (МПЧ) и дискретного гетеродинирования (МДГ). Последние два метода предполагают проведение вычислений, поэтому целесообразно использование МПС.

В обоих методах оценка неизвестной частоты оценивается по формуле:

, но в методе переносчика частот f_пч=const (может быть f_пч=0), а f_гет=var, в методе дискретного гетеродинного преобразования f_пч=var, а f_гет=const.

При дискретном гетеродинном преобразовании (рис. 13) исследуемый сигнал подается на вход смесителя, на другой вход которого подается сигнал гетеродина, устанавливаемый дискретно с шагом опорной частоты f_гет =nf₀, получаемой в результате умножения кварцевой частоты f_кв. Значение f_пч измеряется ЭСЧ методом дискретного счета. Из сигнала опорной частоты в генераторе гармоник формируется высокостабильный линейчатый спектр. С помощью полосового фильтра выделяется любая из рабочих гармоник сигнала, и подавляются другие. Полоса пропускания широкополосного УПЧ Df_упч =f_в - f_н > f_о.

Процесс измерения состоит в переключении номеров рабочих гармоник, например с 1-го до тех пор, когда промежуточная частота попадет в полосу пропускания УПЧ. При этом в уравнении измерения члены первого слагаемого (значение номера гармоники и частота гетеродина) известны, а второе слагаемое измеряется ЭСЧ, что позволяет найти неизвестную частоту.

Рис. 13

В зависимости от соотношения частоты исследуемого сигнала и частоты рабочей гармоники возможны следующие случаи:

1. Частота измеряемого сигнала больше суммы частоты n-й гармоники и нижней граничной частоты УПЧ, но меньше суммы частоты (n+1)-й гармоники и нижней граничной частоты УПЧ. Включается гармоника с номером n.

2.Частота измеряемого сигнала больше или равна частоте n-й гармоники, но меньше суммы частоты n-й гармоники и нижней граничной частоты УПЧ. В этом случае включается гармоника n-1, и промежуточная частота, превышая значение f_o, остается ниже верхней граничной частоты УПЧ f_в . Искомое значение

f_x =(n-1)f_o + f_пч .

Рис.14

С целью обеспечения прямого отсчета измеряемой частоты значение частоты гетеродина n^.f_o может быть введено в соответствующие разряды индикатора ЭСЧ. Для облегчения ввода частота f_o выбирается равной 10^р Мгц , где р=1,2,3..., например 100 МГц, что определяется диапазоном прямого счета ЭСЧ. Диапазон рабочих частот прибора ограничивается сверху максимальным номером рабочей гармоники n_max. К недостаткам приведенной схемы относится необходимость ручного переключения номера гармоники гетеродина. В микропроцессорных ЭСЧ СВЧ переключение номера гармоники гетеродина осуществляется автоматически.

Метод переноса частот (рис. 15) отличается от дискретного гетеродинирования тем, что промежуточная частота за счет системы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) поддерживается постоянной. В частном случае она может быть равна нулю. В уравнении измерения известно только это значение. Другие два члена подлежат оценке.

Входной сигнал подается на смеситель, на другой вход которого подается линейчатый спектр сигнала гетеродина. При изменении частоты гетеродина одна из его гармоник может приблизиться к частоте сигнала настолько, что включится система ФАПЧ (захват ФАПЧ) с известным значением промежуточной частоты. Если при этом измерить частоту 1-й гармоники гетеродина и определить ее номер, то легко определить искомую частоту.

На фазовый детектор поступают сигналы промежуточной частоты и опорного кварцевого генератора. Сигнал ошибки через ФНЧ и усилитель подается на гетеродин. В режиме синхронизации .

Рис. 15

Номер гармоники может определяться несколькими способами. Это можно сделать по двум измерениям частоты первой гармоники гетеродина на прямом и зеркальном каналах.

Для определения n можно также отключить ФАПЧ и частоту f_гет изменить на малую величину -Δf. Новая частота f_ПЧ, оставаясь в полосе УПЧ, снова измеряется. Получается система уравнений: .

Вычитаем из 2-го первое: . Откуда , причем значение округляется до целого, так как номер гармоники всегда число целое.

Тогда искомая частота .

Пpи нулевой промежуточной частоте структурная схема прибора и формулы расчета упрощаются. Стpуктуpная схема серийно выпускаемых ЭСЧ Ч3-45, Ч3-46, использующих принцип фазовой автоподстройки частоты гармоники гетеродина по частоте входного сигнала, приведена на pис. 16.

Рис. 16

Пеpеключатель номера гармоники совместно с делителем с переменным коэффициентом деления (ДПКД) позволяет увеличить время счета в n раз, т.е. реализовать умножение измеряемой частоты гетеродина на n. В режиме синхронизации , когда , обеспечивается прямой отсчет частоты на индикаторе прибора. Контpоль работы режима синхронизации осуществляется по стрелочному прибору, показывающему наличие и уровень управляющего напряжения. Номеp гармоники определяется по результатам измерения частоты первой гармоники гетеродина в двух соседних точках синхронизации ФАПЧ на гармониках n и (n+1): , . Откуда

Погрешность ЭСЧ СВЧ определяется как в любом ЭСЧ. Дополнительно влияет точность обработки данных в МПС и работа ФАПЧ.

 

Контрольные вопросы

 

1. Каков принцип действия, и каковы возможности резонансных частотомеров?

2. Чем определяется погрешность настройки в резонанс?

3. Поясните работу резонансного частотомера с индикацией по максимуму?

4. Поясните работу резонансного частотомера с индикацией по минимуму?

5. Каков принцип действия, и каковы возможности ЭСЧ?

6. Каковы погрешности ЭСЧ и каковы пути их уменьшения?

7. Как работает ЭСЧ с постоянной погрешностью в диапазоне измерений?

8. Поясните принцип измерения и возможности метода дискретного гетеродинирования (МДГ).

9. Поясните принцип и возможности метода переноса частоты (МПЧ).

10. Как определяется номер гармоники для МПЧ и МДГ?

11. С какой минимальной погрешностью дискретизации можно измерить частоты 10N Гц и N МГц методом дискретного счета при времени измерения 1 с?

12. Задайте требования к времени измерения частоты 10N Гц методом дискретного счета, чтобы погрешность дискретизации не превышала погрешности меры.

13. Как измерить частоты N ГГц и (N-0,01) ГГц с помощью МДГ? Выберете f_гет, граничные частоты и полосу пропускания УПЧ, оцените f_пч.

14. Как измерить частоту N ГГц МГц с помощью МПЧ? Оцените значения частот гетеродина и номер гармоники.

 

Примечание: N – номер студента по списку группы.

Лекция: Измерение напряжения и тока

 

Особенностями измерения тока и напряжения являются различия требований к внутренним сопротивлениям вольтметров и амперметров. При измерении тока оно должно быть значительно меньше внутреннего сопротивления цепи (®0), в которую включен прибор, а при измерении напряжения он должно быть много больше сопротивления, на котором происходит измерение (®¥). Только при выполнении этих условий измерительный прибор не будет влиять на работу схемы и значения токов и напряжений в цепях включения останутся такими же, как и без прибора. Так как ток и напряжение связаны законом Ома через сопротивление, то, зная две величины всегда можно определить третью. Это используется в универсальных вольтметрах, измеряющих U,R,I.

При этом все приборы делятся на аналоговые и цифровые. Следует заметить, что хотя удельный вес аналоговых приборов снижается, аналоговая индикация в ряде случаев удобнее, например, при поиске экстремумов. Иногда совмещают цифровую и аналоговую индикацию в одном приборе.

Особенности измерения напряжений в радиотехнике:

- широкая область частот от постоянного тока до сотен ГГц;

- большой динамический диапазон от пико- до мегавольт;

- многообразие форм сигналов;

- малые мощности источников и др.

Измеряются:

1. Мгновенные значения (осциллографические и стробоскопические методы).

2. Амплитудные значения – максимум мгновенных значений.

3. Пиковые значения – максимумы и минимумы полуволн несинусоидальных колебаний.

4. Размах – сумма пиковых значений.

5. Среднеквадратическое за период напряжение .

Для гармонического колебания получим , а для негармонического определяется амплитудами гармоник (U_i) и постоянной составляющей (U_o)

6. Среднее значение (среднеарифметическое за период) .

7. Средневыпрямленное значение (среднее арифметическое абсолютных мгновенных значений) .

Для различных законов изменения напряжения связь амплитудного значения и среднеквадратического определяется коэффициентом амплитуды .

Связь среднеквадратического значения (СКЗ) и средневыпрямленного определяется коэффициентом формы: .

Для гармонического закона К_аг=1,41; К_фг=1,11.

Для пилообразного К_ап=1,73; К_фп=1,16.

Для меандра К_ам=1; К_фм=1.

Применять вместо понятия «среднеквадратическое» термин «действующее» или «эффективное» значение считается недопустимым, однако в практике они используются.

Аналоговые приборы – это либо отдельно используемые электромеханические приборы, либо совместно с входными делителями, усилителями и преобразователями.

 

Рис. 1

Расширение возможностей аналоговых приборов достигается применением различных типов преобразователей. Рассмотрим некоторые из них.

А. Преобразователи пикового и амплитудного значения

Напряжение на выходе преобразователя должно соответствовать пиковому или амплитудному значению. Обычно в схеме используется диод. Типовыми являются схемы с открытым (для постоянного тока) и закрытом входом (рис. 2 и рис. 3).

Рис. 2

Рис. 3

Рис. 4

Пусть входной сигнал U_x=U_msinwt. Тогда для схемы с открытым входом необходимо чтобы постоянная времени заряда была много меньше постоянной времени разряда t_з<<t_р, где t_з=R_iC; R_i – внутреннее сопротивление диода t_р=RC; R –сопротивление нагрузки. В качестве нагрузки может быть вольтметр постоянного напряжения с высоким внутренним сопротивлением. Тогда R>> R_i, что обеспечивает быстрый заряд и медленный разряд.

Для нормальной работы в диапазоне частот необходимо, чтобы выполнялось: t_з£T_ВЧ, где T_ВЧ – период самого высокочастотного колебания; t_р>>T_НЧ, где T_НЧ – период самого низкочастотного колебания.

Преобразователь представляет собой схему с автоматическим смещением. В установившемся режиме постоянное напряжение на конденсаторе U_c»U_m (фактически U_c£U_m). Конденсатор подзаряжается каждый период в течение незначительной части периода, характеризуемого углом отсечки Q.

Относительная систематическая погрешность преобразования

. При этом

При малом сопротивлении нагрузки погрешность возрастает, а чрезмерное увеличение R приведет к излишней инерционности преобразователя.

При наличии постоянной составляющей измеряется сумма .

Для схемы с закрытым входом напряжение на сопротивлении R пульсирующее, поэтому включен фильтр нижних частот (ФНЧ), . В отличие от схемы с открытым входом при наличии постоянной составляющей здесь показания определяются только амплитудой переменной составляющей.

В. Преобразователи среднеквадратического значения

В соответствии с выражением в процессе измерений нужны операции возведения в квадрат (квадрирование), усреднения за период (или несколько периодов); извлечения квадратного корня.

Для первой операции можно использовать квадратичные преобразователи мгновенных значений на начальном участке ВАХ диода или на основе использования квадратичной зависимости тока стока от напряжения затвор – исток полевого транзистора. Подобные преобразователи используются, но они имеют достаточно высокие погрешности из-за того, что реальные характеристики не являются строго квадратичными, возникают методические погрешности аппроксимации.

Более точными являются преобразователи электрической энергии в тепловую (термоэлектрические, терморезистивные). В основе их работы лежит понятие физического смысла СКЗ, как эквивалентного напряжения постоянного тока, вызывающее в нагрузке такой же тепловой эффект.

Рассмотрим схему вольтметра с термоэлектрическим преобразованием.

 

Рис. 5

Переменное напряжение входного сигнала усиливается в известное число раз и подается на нагреватель Н1, температура которого в результате становится пропорциональной уровню сигнала. Термопара ТП1 вырабатывает термо-ЭДС, пропорциональную температуре Н1. Следовательно напряжение ТП1 пропорционально среднему квадрату значения тока и следовательно входного напряжения. Оно усиливается в калиброванном УПТ и подается на индикатор СКЗ. Включенные в цепь отрицательной обратной связи Н2 и ТП2 необходимы для линеаризации зависимости между выходным напряжением УПТ и входным сигналом: .

В современных вольтметрах широко применяется преобразование «логарифм - антилогарифм», поскольку эти функции более точно можно реализовать аппаратно:

.

Модуль Логарифм Возведение в квадрат Антилогарифм Усреднение Показание

Рис. 6

С. Преобразователи средневыпрямленного значения

В простейших случаях используются мостовые схемы с двухполупериодным выпрямлением, работающие на линейном участке ВАХ. Направление тока через диагональ моста, в которую включается индикаторный прибор, одно и то же в течение обоих полупериодов входного переменного напряжения. Форма измеряемого напряжения не влияет на процесс усреднения. При малых напряжениях преобразование квадратичное из-за ВАХ диодов.

Рис. 7

Селективные вольтметры (В6) – это избирательные вольтметры для узкополосных измерений. Позволяют исследовать отдельные спектральные составляющие, определять спектральную плотность шумов, измерять нелинейные искажения. Применяют гетеродинное преобразование и имеют высокую чувствительность. Обычно это селективные микровольтметры.

 

Рис. 8

Измеряемый сигнал подается на входной преобразователь, функции которого такие же, как у измерительного приемника, т.е. здесь может быть калиброванный аттенюатор, УВЧ, фильтр. Усиление реализуется на промежуточных частотах. В зависимости от требуемой чувствительности и полосы пропускания может осуществляться двух- и трехкратное преобразование частоты, так как на одной ПЧ реализовать большое усиление (порядка 120дБ) затруднительно (возможно самовозбуждение). Входной преобразователь перестраивается вместе с гетеродином.

Электромеханические приборы

В зависимости от вида преобразования и принципа действия их делят на следующие… - Магнитоэлектрические, основанные на взаимодействии рамки с током и поля постоянного магнита;

Рис. 9

Измеряемое напряжение U_x преобразуется в интервал времени T_x, который определяется путем подсчета заполняющих его m импульсов кваpцованной частоты. Угол наклона линейно изменяющегося напряжения .

Откуда . Но , тогда , где p - целое число. Таким образом при правильном выборе параметров схемы прибор прямопоказывающий.

Точность ЦВ в большей мере зависит от характеристик линейно изменяющегося напряжения. Выpабатывающий его генератор (ГЛИН) обычно строится по сложной схеме интегратора. Пpи этом достигается коэффициент нелинейности меньше 10^-3 . Рис. 10

Другими факторами, ограничивающими точность, является дрейф нуля во входном блоке, погрешность компаратора и погрешность измерителя интервала времени, обусловленная дискретностью и нестабильностью частоты генератора счетных импульсов. Основной недостаток метода - плохое подавление напряжения помех. Для устранения этого недостатка на входе включают фильтры, усложняющие прибор и увеличивающие время измерения.

Достоинство метода – его простота при удовлетворительной погрешности (достигается величина 0,1…0,05%).

Для гармонической помехи разброс показаний относительно истинного значения U_x, как в плюс, так и в минус.

В качестве примера можно привести прибор В7-16. Период линейно изменяющегося напряжения равен 2 мс. Предел допустимой погрешности: d=±(0,05+0,05U_пpед/U_x )%. Рис. 11

В приборе имеется фильтр подавления помехи с постоянной времени 0,1 и 1c. Подавление сетевой помехи при времени преобразования 20 мс осуществляется за счет формирования 10 пачек счетных импульсов.

Вольтметр с двойным интегрированием (интегрированием «вверх – вниз») сложнее, но лишен недостатков простого времяимпульсного преобразования, поэтому применяется сейчас очень широко.

Рис. 12

Метод двойного интегрирования (интегрирования “ввеpх-вниз”) используется для повышения точности измерения. В течение калибpованной длительности T₁ на вход интегратора через компаратор поступает измеряемое напряжение U_x. Осуществляется интегрирование “вверх”. Кpутизна (a) пропорциональна значению U_x. По окончании первого такта (интервала T₁) на вход интегратора подается образцовое напряжение противоположной полярности U_обр и осуществляется интегрирование “вниз” до нулевого уровня с постоянной крутизной (b). В результате формируется импульс, длительность которого линейно зависит от входного напряжения. Эта длительность измеряется с помощью встроенного измерителя временных интервалов (ИВИ) .

Цикл T=T₁+T₂ – вырабатывает блок управления (БУ). Если считать, что за время T_Х характеристики интегратора не изменились, тогда .

 

Откуда получается уравнение измерения: .

Рис. 13

Основные составляющие погрешности: погрешности преобразования, сравнения, квантования (дискретизации), формирования временных интервалов. Медленные изменения характеристик интегратора (старение) не будут влиять на результат измерения.

Для компенсации помех в некоторых приборах имеется система АПЧ, которая устанавливает равенство T₁=nT_помехи. При выборе интервала T₁, равного целому числу периодов помехи обеспечивается подавление помех более 40 дБ. Если помеха высокочастотная, то при двойном интегрировании она компенсируется, так как периодов много и число положительных полуволн приблизительно равно числу отрицательных. При этом изменение площади в конце интегрирования малое. ЦВ, реализующие метод двойного интегрирования, имеют погрешность измерения 0,02 ... 0,005%.

Рис. 14

Вольтметр поразрядного кодирования осуществляет сравнение U_x c рядом образцовых напряжений, значения которых вырабатываются ЦАП и изменяются по определенному закону от большего значения к меньшему.

Рис. 15

Рассмотрим работу на конкретном примере. Пусть ЦАП имеет n двоичных разрядов: младший 1мВ и далее 2, 4, 8, 16, 32, 64, 128 мВ.

Рис. 16

Сравнение начинается со старшего разряда ЦАП. Ячейка остается включенной, если напряжение ЦАП в i-ом шаге компенсации остается меньше U_x; если оно больше, то ячейка выключается. На каждом шаге вес включенных ячеек суммируется. Таким образом, приближение к U_x осуществляется снизу. Результат

, где q – напряжение соответствующее единице младшего разряда; a_i=0,1 в зависимости от соотношения U_x и U_ЦАП= U_ki.

Пусть на вход подано напряжение 46,7мВ. Компенсирующее напряжение и код a_i для каждого такта работы представлены в таблице и на временной диаграмме. Результат измерения 46 мВ.

Ux	i	Ui	Uki	Uki-Ux	ai код
46.7				>0
			>0
			<0
			>0
			<0
			<0
			<0
			>0

В реальных вольтметрах напряжение ячеек ЦАП может изменяться по двоично – десятичному коду, когда каждый разряд представлен 4 ячейками в коде 1-2-4-8. в нашем случае это были бы ячейки 1.2.4.8; 10.20.40.80.80; 100 мВ. Число ячеек при этом возрастает незначительно, но упрощается дешифрация. Каждая тетрада работает на свой разряд десятичного индикатора.

Основные погрешности вольтметров этого типа: погрешности ЦАП, компаратора, дискретности, входных цепей. Метод очень чувствителен к помехам, поэтому нужны хорошие входные фильтры. Ошибочно включенная ячейка ЦАП уже не может отключиться до конца цикла уравновешивания.

Достоинства приборов взвешивания: малая погрешность 0,05…0,001% и высокое быстродействие.

Частотно – импульсный вольтметр реализует преобразование входного напряжения в частоту, которая измеряется встроенным ЭСЧ.

Для преобразования U®f используются интегрирующие преобразователи.

Рис. 17

 

Рис. 18

Данный принцип измерения относят к интегрирующим, так как уменьшается погрешность, обусловленная периодической помехой. Измеpяемое напряжение преобразуется в частоту по линейному закону. Если при измерении усреднение частоты производится за время, равное целому числу периодов помехи, или время измерения много больше периода помехи, тогда измеренное среднее значение частоты равно частоте сигнала без помехи. Коpоткие импульсные помехи практически не изменяют частоту и не влияют на результат.

Напpяжение в частоту преобразуется за счет использования импульсной обратной связи (ОС). Входное напряжение интегрируется до опорного (порогового) уровня. При этом

 

, если U_x >>U_пор.

Пpи равенстве U_x и U_пор срабатывает компаратор и формируется импульс ОС, возвращающий интегратор в исходное состояние. Частота срабатывания компаратора пропорциональна измеряемому напряжению: U_x~U_порF_x. Путем выбора параметров схемы можно обеспечить U_x=10^Р×F_x, где p=±1, 2… , т.е. сделать прибор прямопоказывающим.

Пpибоpы, реализующие методы преобразования напряжения в частоту, обеспечивают погрешность измерения 0,1...0,005%, высокое подавление помех (более 40 дБ), высокую чувствительность (0,1...1 мкВ).

Современные ЦВ, как правило, микропроцессорные, многофункциональные, с автокалибровкой, АВП, автоматическим выбором полярности, с самопроверкой, с возможностями математической обработки и усреднения результатов многократных измерений.

Наиболее простые времяимпульсные методы. При этом чаще применяют двойное интегрирование. Предел допускаемой основной погрешности ЦВ обычно задается двухчленной формулой:

или , где a, b, c и d - постоянные числа; А_п – показания; А_к – предел измерения.

Входной блок универсального и многофункционального вольтметра содержит аналоговые преобразователи (аттенюатор, усилитель, фильтр и т.д.)

Современные ЦВ имеют 4 входных зажима:

H – (High – высокий) – зажим высокого потенциала;

L – (Low – низкий) – зажим низкого потенциала;

G – (Guard – защита) – обозначает экран входных цепей;

^ – корпус прибора.

 

Контрольные вопросы

1. Поясните принцип действия времяимпульсного вольтметра.

2. Какова структура погрешности времяимпульсного вольтметра с классификацией составляющих?

3. Как во времяимпульсных вольтметрах подавляются помехи?

4. Поясните принцип действия вольтметра двойного интегрирования.

5. Какова структура погрешности вольтметра двойного интегрирования с классификацией составляющих?

6. Как в вольтметрах двойного интегрирования подавляются помехи?

7. Как работает вольтметр поразрядного кодирования?

8. Какова структура погрешности вольтметра поразрядного кодирования с классификацией составляющих?

9. Как в вольтметрах поразрядного кодирования подавляются помехи?

10. Как работает частотно – импульсный вольтметр?

11. Какова структура погрешности частотно – импульсного вольтметра с классификацией составляющих?

12. Как в частотно – импульсных вольтметрах подавляются помехи?

13. Поясните работу вольтметра поразрядного кодирования, измеряющего напряжение 10,00 – 0,01*N В с индикацией 4 десятичных разряда. Обоснуйте выбор ячеек образцового ЦАП и требования к входному делителю.

Примечание: N – номер студента по списку группы.

Лекция: Измерение мощности

 

Измерение мощности наиболее распространено в диапазоне СВЧ, т.к. понятие напряжения там не используется. Приборы для измерения – это ваттметры проходящей (М2) и поглощающей (М3) мощности.

Рис. 1

Рис. 2

Прибор типа М3 можно включить как прибор М2 с использованием направленного ответвителя (НО). Обычно НО применяется для ответвления падающей волны, но если его еще включить на ответвление отраженной волны, то можно измерить коэффициент отражения, т.е. оценить согласование в тракте или импеданс нагрузки.

Единицы измерения: абсолютные (Вт, мВт, мкВт);

относительные (логарифмические a(дБ)=10lgP_x/P₀).

В зависимости от соотношения P_x и P₀ значение a может быть со знаком «+» или «-». Знак «-» означает, что P_x<P₀. Обычно выбирают P₀=1Вт или 1мВт, тогда +10дБ×мВт = - 20дБ×Вт® 10 мВт. Значение 30дБ×Вт®1мВт; +30дБ×Вт®1кВт.

В комплекте с направленными ответвителями, коммутаторами, делителями ваттметры могут применятся для широкого круга измерений. Учитывая наличие цифровых (автоматизированных) ваттметров на их базе возможно построение автоматизированных комплексов и систем диапазона СВЧ, где все измерения очень трудоемки.

Некоторые реальные применения:

- Измерение мощности и интенсивности излучения (плотности потока мощности, напряженности поля, амплитудного распределения поля в пространстве…).

- Определение коэффициента передачи (затухания, усиления, потерь, развязки…): - затухание; - усиление.

- Определение коэффициента отражения, КСВ, импеданса нагрузки.

- Поверка стробоскопических осциллографов и других СВЧ приборов.

Ваттметры можно классифицировать по различным признакам:

1. По виду используемых первичных преобразователей

- Тепловые (калориметрические, термоэлектрические, термисторные, болометрические…);

- Механические (пондеромоторные);

- Электронные (диодные, на эффекте Холла) и др.

2. По характеру измеряемой мощности:

- Среднего значения мощности непрерывных сигналов;

- Импульсно – модулированных сигналов (среднего значения);

- Импульсной мощности (мощности в импульсе).

3. По типу тракта:

- Коаксиальные;

- Волноводные.

4. По классу точности: 2,5; 4,0; 6,0; 10; 15; 25.

5. По уровню средних значений мощности:

- Малой до 10 мВт;

- Средней 10 мВт…10 Вт;

- Большой свыше 10 Вт.

Основные параметры ваттметров определяются первичными преобразователями приборов:

1. Пределы измерений мощности и динамический диапазон. Динамический диапазон преобразователя обычно 30…40 дБ расширяется аттенюаторами. В радиотехнике приходится измерять менее 1 мкВт и более 100 кВт, т.е. динамический диапазон свыше 110 дБ.

2. Рабочий диапазон частот (от сотен МГц до десятков и сотен ГГц)

3. Основная погрешность (от 0,2% до 20%);

4. Импеданс (Z_вх). В настоящее время наиболее распространены коаксиальные тракты с волновым сопротивлением 50 ом.

5. Коэффициент преобразования – отношение сигнала на выходе к сигналу на входе преобразователя. В зависимости от типа он может иметь разную размерность:

(термоэлектрический); (термисторный) и др.

6. Коэффициент эффективности преобразования – отношение коэффициента преобразования преобразователя на СВЧ к коэффициенту преобразования на опорном сигнале (это может быть постоянный ток, НЧ-сигнал и др.): .

Реальные значения коэффициента в зависимости от класса точности могут изменяться в пределах от 1±0,06 (для 2,5%) до 1±0,6 (для 25%).

7. Время установления показаний Т_у»(5…6)t зависит от типа преобразователя и составляет от нескольких периодов колебаний СВЧ до десятков минут.

На результаты измерений в значительной степени влияет рассогласование преобразователя. Для повышения точности измерений при известном модуле коэффициента отражения преобразователя эту погрешность можно учесть, используя корректирующие таблицы, графики или формулы:

, откуда .

При автоматической обработке в памяти прибора или ЭВМ может иметься массив данных о значениях коэффициента отражения на разных частотах.

Калориметрический метод – используется во всем диапазоне частот как наиболее точный (0,5%), но работающий с уровнем мощности ³100мкВт. Быстродействие низкое. Приборы бывают 2-ух типов:

- Калориметры с переменной температурой

- Колориметры с постоянной температурой

1. Калориметры с переменной температурой – используют в первичном преобразователе (ПП) рабочее тело (РТ) жидкое, твердое или сыпучее, которое нагревается при подаче мощности P_СВЧ.

 

Рис. 3 Рис. 4

Вначале температура РТ равна температуре окружающей среды (ОС), но из-за рассеивания мощности СВЧ она начинает плавно изменяться. Начальный участок линейный во времени. Крутизна пропорциональна P_СВЧ . Как только температура РТ превысит температуру ОС начнется рассеивание тепла во внешнюю среду. После некоторого продолжительного времени t_уст будет установившийся режим работы, когда разностная температура постоянна во времени, поскольку вся поступающая мощность P_СВЧ , преобразованная в тепло будет рассеиваться во вне. Мощность превращается в тепло и за счет излучения тепла в пространство температура остается постоянной. Если мощность измениться, то процесс пойдет под другим углом (Р₂>Р₁) и установившееся значение разностной температуры будет другим. Таким образом, можно измерять либо скорость изменения температуры на начальном участке, либо установившееся значение температуры РТ .

Рис. 5

В приведенной схеме проточного калориметра в качестве РТ применена вода. Для измерения разности температур t₂ ^oC - t₁ ^oC используются термопары (например серебро - константан), УПТ и на выходе вольтметр.

Недостатки калориметров переменной температуры:

- Сложность системы подачи воды и учета ее расхода.

- Любое вещество РТ при изменении температуры изменяет свои физические свойства, это приводит к возникновению дополнительной погрешности, обусловленной возникающим рассогласованием в тракте.

2. Калориметры с постоянной температурой работают в неизменной температурной точке и бывают следующих видов:

- С фазовым переходом РТ из одного состояния в другое (вода – пар, лед – вода…). Мощность оценивается по скорости фазового перехода (по скорости образования пара). Приборы очень сложные.

- Компенсационные на методе замещения. Предварительно разогревают РТ до требуемой рабочей температуры. При подаче СВЧ уменьшают разогрев до такой же температуры РТ (t^oC), которая является рабочей.

- Компенсационные с охлаждением. Разогрев РТ компенсируется принудительным охлаждением (например с использованием эффекта Пельтье).

Рис. 6

Компенсационный колориметр на методе замещения использует процедуру восстановления рабочей температуры в исходную точку. РТ предварительно разогревается с помощью нагревательного элемента постоянным или НЧ током. Мощность расходуемая на нагрев регулируется и измеряется специальной схемой. При подаче СВЧ сигнала происходит дополнительный разогрев рабочего тела, но снизив мощность подаваемую на нагревательный элемент, можно опять привести его температуру в исходное состояние. Мощность СВЧ при этом определяется по разнице мощностей затрачиваемых на разогрев вначале и в конце.

В основе метода лежит вера, что нагрев РТ сигналами разной частоты должен бать одинаковым при одинаковой мощности.

Калориметр на эффекте Пельтье. Суть эффекта - охлаждение концов термопар при протекании тока внешнего источника.

Верхний блок термопар Пельтье с регулируемым током служит для принудительного охлаждения РТ. Рабочий блок термопар служит для измерения разницы температур эталонного (образцового) и рабочего трактов. При измерении добиваются нуля разностной температуры, тогда на индикаторе охлаждения считывают Р_СВЧ.

Рис. 7

Преобразователи полностью идентичны. После подачи мощности СВЧ охлаждающими концами верхней термопары температуру РТ приводят к температуре образцового преобразователя. По мощности, затрачиваемой на охлаждение, оценивается мощность СВЧ.

Терморезистивные методы используют эффект изменение сопротивления термочувствительного резистора СВЧ при нагревании его мощностью сигнала СВЧ. На СВЧ в качестве термочувствительных резисторов применяются болометры и термисторы.

Болометры изготавливают в виде проволоки или тонкой металлической пленки, нанесенной на диэлектрик. Материал покрытия платина или палладий. У них ТКС положительный, R_t линейно растет с ростом рассеиваемой мощности.

Термисторы изготавливают из полупроводникового сплава (окислов меди, марганца, кобальта). Бусинка помещается в стеклянный баллон с золочеными выводами. Для них ТКС отрицательный, R_t уменьшается при подаче мощности.

И те, и другие непосредственно включаются в тракт, поглощают и рассеивают мощность СВЧ. Элементы являются очень чувствительными и могут работать с сигналами менее 1 мкВт. В настоящее время чаще используют термисторы.

 

Рис. 8. Болометр Рис. 9. Термистор

Из-за малых размеров термисторов и болометров они рассеивают небольшую тепловую мощность и применяются для измерения малых мощностей (10^-6…10^-2Вт).

Рис. 10

Для изменения R_t применяют мостовые схемы обычно.

Резистивный мост Уитстона

R1»R2; R3»Rt»ZВ. Цепь содержит индикатор баланса моста («0»-индикатор), а также прибор для… При подаче СВЧ происходит разбалансировка за счет нагрева термистора на DRt. При малой PСВЧ отклонение стрелки…

Эквивалентная схема

 

Волноводная головка

Коаксиальная головка

Рис. 11

Элементы L и С обеспечивают возможность включения моста в цепь ПТ. Для СВЧ L – не влияет, а С – замыкание (КЗ). Волноводные конструкции близки к конструкциям детекторных головок.

Погрешности обусловлены температурным дрейфом нуля, рассогласованием, погрешностью определения К_э, погрешностью измерения мощности замещения. Суммарная погрешность 1…5%.

Термоэлектрический метод использует преобразование СВЧ энергии в тепловую с помощью СВЧ дифференциальных термопар с дальнейшим измерением термо-ЭДС, вырабатываемой термопарой:

. Метод применяют на малых P_СВЧ. Здесь не нужна термокомпенсация, так как U_ТЭДС не зависит от температуры окружающей среды. Термопары сложные в виде напыления на слюдяную подложку или стекловолокно (диаметр 20…40мкм) материалов: висмут – сурьма; хромель – копель (сплавы металлов); теллурид свинца – кремний (п/п материалы).

В преобразователе обычно используют две термопары, включенные в цепь параллельно и последовательно для повышения чувствительности. Конструкции преобразователей достаточно сложные. Обычно используются вставки термопар для преобразователей, которые могут заменяться при перегорании.

Рис. 12

Слюдяной диск вставляется в специальный держатель. Двусторонняя металлизация диска позволяет получить разделительные емкости.

Основные достоинства коаксиальных преобразователей: широкая полоса рабочих частот, высокая чувствительность и большой динамический диапазон.

Погрешности: определения К_пр, К_э; нелинейности К_пр; калибровки; рассогласования.

Недостатки: плохая устойчивость к перегрузкам (сгорает)

Метод сейчас наиболее широко применяемый.

Например, цифровой ваттметр МЗ – 51 (выход УПТ соединен с АЦП). Имеется режим АВП, ДУ. Встроенный калибратор. Диапазон рабочих частот 0,02…17,85ГГц. Рабочий диапазон измеряемых мощностей 1 мкВт – 10 мВт. Основная погрешность %. К_э=0,93…1,06. Дрейф нуля не более 0,4мкВт/мин.

Пондеромоторный метод – основан на явлении механического воздействия сил ЭМП на металлические элементы линий передачи.

 

 

 

Рис. 13 Рис. 14

Наиболее чувствительные – крутильные конструкции.

Проводящая пластина подвешивается на упругой нити. Электрическое поле и заряды на стенках индуцируют заряды в пластине – возникает вращающий момент. Рис. 15

Начальный угол y_о»45^о. Две пластины для лучшего согласования.

Метод точный, но работающий с большими сигналами (более 1Вт). Обеспечивается измерение проходящей мощности. Метод узкополосный, сложен при калибровке, чувствителен к механическим воздействиям (вибрациям), но точный.

Метод на эффекте Холла также предназначен для измерения проходящей мощности. Применяют германий, InAs (арсенид индия) и др. ЭДС Холла обусловлена накоплением отклоняющихся в магнитном поле зарядов. Эффект Холла приводит к возникновению разности потенциалов в полупроводниковой пластине, по которой в определенном направлении протекает электрический ток, при помещении ее в магнитное поле, силовые линии которого перпендикулярны направлению тока.

Рис. 16

Датчики имеют малую чувствительность, поэтому их соединяют последовательно. Напряжение Холла пропорционально мгновенному значению плотности потока мощности. Усреднение по времени дает среднюю мощность.

Максимальная чувствительность 1…3 мкВ/мВт

Недостатки

Достоинство – малая инерционность.    

Рис. 1

Это трубка с электростатическим управлением (отклоняющие платины конденсатора). Экран – люминесцентный. Аноды ускоряют луч, модулятор – фокусирует и изменяет яркость светового пятна.

Время свечения люминофора превышает время воздействия на него электронов (эффект послесвечения). Обычная ЭЛТ имеет полосу пропускания десятки МГц, улучшенные (специальные удлиненные ЭЛТ) - уже до сотен МГц.

Для обычной ЭЛТ, чем ниже чувствительность, тем шире полоса пропускания и наоборот. Чем больше скорость электронов, тем при том же напряжении вертикального отклонения будет меньше угол отклонения луча, т.е. меньше чувствительность прибора. С другой стороны большая скорость уменьшает угол пролета электронов и расширяет полосу пропускания. Дальнейшее расширение полосы пропускания достигается построением отклоняющей системы типа бегущей волны (ОСБВ), изготовленной в виде секций замедляющей системы.

Рис. 2

Фазовая скорость бегущей волны сигнала примерно равна скорости электронов. Их взаимодействие и, следовательно, отклонение обеспечивается в более широкой полосе частот, примерно на порядок выше обычных ЭЛТ (до нескольких ГГц) при высокой чувствительности. Сопротивление обеспечивает согласование.

Основные недостатки обычных ЭЛТ:

- Большая длина трубки (для лучшего отклонения);

- Высокие питающие напряжения;

Рис. 3

- Ограниченные (малые) размеры экрана;

- Трудность согласования (сопряжения) экрана ЭЛТ с ЭВМ.

Сетка мишени

Запоминающие трубки имеют расположенную параллельно экрану мишень – мелкоструктурную сетку, покрытую слоем диэлектрика. Электронный луч высокой энергии «записывает» сигнал на мишени (осаждаются электроны) и проходит далее на люминофор. На мишени создается потенциальный рельеф сигнала, который длительно может сохранятся (особенно, если отключено питание ЭЛТ).

Узел воспроизведения создает поток электронов малой скорости, которые с помощью коллиматора равномерно облучают мишень. Потенциалы подбираются так, чтобы медленные электроны проходили мишень только там, где более высокий потенциальный рельеф. Их свечение (на люминофоре) повторяет записанный потенциальный рельеф. Стирание осуществляется подачей на мишень отрицательного выравнивающего импульса, под действием которого осевшие на мишени электроны разлетаются по сторонам.

В последнее время разработаны другие типы индикаторов: газоразрядные индикаторные панели, жидкокристаллические дисплеи и др.

Газоразрядные панели (матричного типа).

Рис. 4

Электроды лицевой пластины полупрозрачны – это аноды, другие – катоды. Отверстия в точках, где пересекаются аноды и катоды. Внутренний объем отверстий заполнен инертными газами, т.о. отверстия это газоразрядные ячейки, которые светятся при подаче потенциала около 250 В.

Выбором номеров столбца и строки можно зажигать и гасить соответствующие ячейки. Панель плоская, управляется кодом (цифрой). Число элементов m´n. Например ГИП – 10000 (100´100 элементов).

Жидкокристаллические индикаторы (ЖКИ) и жидкокристаллические дисплеи (ЖКД) находят все более широкое применение благодаря таким своим свойствам, как экономичность, малый вес и размер, абсолютно плоский экран и, что немаловажно, почти нулевое электромагнитное излучение. У этой технологии есть и некоторые ограничения, которые не позволяют ей полностью вытеснить электронно-лучевые трубки (ЭЛТ), это: они потребляют достаточно большую энергию, а выводимая информация трудно читаема в некоторых условиях.

Главный компонент ЖКИ - жидкие кристаллы. Это вещества, которые имеют свойства жидкости, но молекулы в них ориентированы не хаотично. При воздействии сравнительно слабого магнитного поля молекулы ориентируются вдоль вектора магнитной индукции поля. При изменении ориентации молекул происходит изменение поляризации света, проходящего через ЖКИ.

Рассмотрим подробнее устройство ЖКИ. Тонкий слой жидких кристаллов находится между двумя стеклянными пластинами, покрытыми с внешней стороны прозрачным электропроводящим слоем (например, оксидом индия). Внутренняя поверхность этих пластин имеет микронасечки, по которым ориентируются молекулы жидкого кристалла в непосредственной близости от поверхности. Микронасечки на одной поверхности перпендикулярны микронасечкам на другой. Из-за свойств жидкого кристалла по мере удаления от одной пластины и приближения к другой, молекулы постепенно меняют ориентацию, так что получается структура, равномерно закрученная на 90° (иногда этот угол доходит до 270° - он определяется свойствами используемого жидкого кристалла). Для того чтобы было видно изменение поляризации света, необходим внутренний (зеркальная поверхность) или внешний (подсветка) источник света. В зависимости от применяемого источника света ЖКИ подразделяются на три типа: отражающие (reflective), использующие как отраженный, так и встроенный источники света (transflective) и только внутренний источник (transmissive).

На текущий момент существует несколько технологий изготовления ЖКИ. Для небольших по количеству пикселов ЖКИ применяется метод прямой адресации (матрица с разрешением M´N имеет M´N+1 выводов) - каждый пиксел отдельно подсоединяется к управляющей схеме. В случае большого числа адресуемых пикселов применяется либо мультиплексирование (матрица с разрешением M´N имеет M+N+1 выводов, но ухудшается контрастность, угол зрения и инерционность), либо активная матрица (каждый пиксел управляется отдельным транзистором).

Пассивные ЖКИ. Это наиболее распространенный тип ЖКИ, благодаря относительной дешевизне и отработанной технологии изготовления. При использовании специальных жидких кристаллов с углом закручивания, доходящим до 270° достаточно меньшее изменение напряжения для переключения пиксела. С приемлемым качество можно мультиплексировать до 480 строк. Эти индикаторы отличаются повышенной контрастностью изображения и большим углом обзора.

Ферроэлектрические ЖКИ. Используются жидкие кристаллы, имеющие полярные молекулы. При приложении положительного электрического поля молекулы стремятся ориентироваться в направлении одной из стеклянных пластин. При приложении отрицательного электрического поля они ориентируются в другом направлении. Максимальное разрешение до 1000 строк, очень высокая контрастность изображения, низкая инерционность, но они более дорогие.

Полимерно-дисперсные ЖКИ. Маленькие пузырьки жидких кристаллов помещают внутрь прозрачного полимера. При подаче электрического поля молекулы в пузырьке ориентируются. При согласовании оптических параметров полимера и ориентированных под действием поля жидких кристаллов свет проходит через ЖКИ, не рассеиваясь. Так как поляризаторы не требуются, то изображение очень яркое. Однако возможности мультиплексирования ограничены.

Светоизлучение полимеров(СИП-технологии) Основное преимущество - сочетание высокой производительности с низкой ценой. Дисплеи могут быть изготовлены в виде гибких листов пластмассы при использовании стандартных недорогих технологий. В СИП-дисплеях применяются низковольтные источники напряжения. Они излучают всей поверхностью, и поэтому подсветка не требуется.

 

СИП-дисплеи изготавливают путем напыления тонкого слоя полимера на стекло или прозрачную пластмассу, предварительно покрытую окисью индия. Алюминиевый электрод располагается на поверхности полимера. При возникновении электрического поля между двумя электродами генерируется свет.

Можно получать различные цвета, изменяя структуру полимера; цвет связан непосредственно с шириной запрещенной зоны материала. Для PPV - это 2,4 эВ, что соответствует желтому/зеленому свечению. В структуре, показанной на рис. 5, к подложке примыкает слой цианополимера (2,1 эВ, т.е. красный/оранжевый цвет). Если ширина запрещенной зоны равна 2,8 эВ, то получается синий цвет. Таким образом, можно получить полную цветовую гамму последовательным созданием на подложке точечных или прямоугольных областей красного, зеленого и синего светоизлучающего полимера.

Эксперименты с СИП показывают, что можно добиться яркости более 10000 кд/м² и времени переключения в микросекундном диапазоне. Еще одно их преимущество - угол зрения 180°.

Дисплеи с полевой эмиссией (ДПЭ) проще ЖК-дисплеев. Там, где в ЖК-дисплее необходимо три транзистора для управления каждым пикселом, в ДПЭ не нужно ни одного. Вместо этого имеется сетка, которая управляет потоком электронов, продуцируемых микроконусами (эмиттерами), непосредственно переводя пиксел во включенное или выключенное состояние (рис. 6). Основная проблема - сделать работу эмиттера более эффективной. Кроме этого существует задача снижения потребляемой мощности.

Преимуществом ДПЭ является их размер. Другие их положительные особенности - высокая цветовая насыщенность, большой угол зрения и малая зернистость. Но самое большое преимущество ДПЭ состоит в том, что они очень просто изготавливаются: число производственных операций меньше чем у ЖК-дисплеев и активных матричных экранов.

Типовая структурная схема универсального осциллографа (рис. 7)

1. Входной блок – узлы согласования входа, аттенюатор, цепи развязки.

2. Линия задержки – обеспечивает задержку сигнала по отношению к развертке.

3. ГЛИН - генератор линейно изменяющегося напряжения (генератор развертки по Х для горизонтального отклонения луча).

4. Система синхронизации – вырабатывает синхросигнал начала развертки из сигнала внешнего запуска, внутреннего, от сети или др.

5. ПУ – предварительный усилитель.

6. УВО и УГО – усилители вертикального и горизонтального отклонения.

7. Устройства управления яркостью (канал Z).

Не показаны средства измерения параметров сигнала, которые позволяют измерить напряжение (уровень) и интервалы времени. Это калибраторы усиления, с помощью которых проверяют и осуществляют градуировку экрана по X и Y. В простейшем случае – это генераторы сигналов с известными параметрами: длительностью импульсов и амплитудой (10мс, 100мВ).

В более сложных приборах – это цифровые измерители уровней и длительностей, которые на экране отмечаются метками времени и уровня (линии уровня и времени измерения).

Рис. 7

На входном разъеме обычно указано входное сопротивление и вид входа: открытый или закрытый (пропускающий или не пропускающий постоянный ток). В диапазоне СВЧ, УВЧ входной импеданс обычно 50 или 75 Ом. Входной блок устанавливает режим калибровки, регулирует чувствительность канала вертикального отклонения: 1 мВ/см …. 10 В/см.

В канале горизонтального отклонения основные регулировки:

- Вид синхронизации: внутренняя, внешняя.

- Уровень синхронизации (плавный регулятор).

- Скорость (время) развертки: 1 мс, 10 мс; 100 мс; 1 с…

Осциллограф с встроенной МПС (программируемый)

Один из первых «интеллектуальных» осциллографов – сочетание аналогового универсального осциллографа и МПС (устройства цифровой обработки).

Верхняя часть (рис. 8) – обычный осциллограф. МПС обеспечивает программное управление и цифровую обработку. Основное звено связи – АЦП, обрабатывающий аналоговые сигналы. ЦАП управляет режимами работы, формирует сигнал развертки (ступенчато - изменяющееся напряжение). Для измеряемого интервала времени можно сосчитать число ступенек (шагов развертки).

С помощью клавиатуры выполняются различные функции:

- Измерение U_макс и U_мин, размаха, длительности, периода, частоты…..;

- Изменяются режимы работы (запоминание, регулировка масштабов по X и Y);

- Ввод констант, выполнение математических операций;

- Управление метками и др.

 

Рис. 8

Программируемый цифровой осциллограф - в отличие от рассмотренного выше, здесь иной подход и структура построения (рис 9).

 

Рис. 9

Контроллер – устройство управления на основе МПС. На выходах дешифраторов стоят ключевые схемы. Поочередно осуществляется коммутация элементов по X. Синхронно коммутируются элементы Y в соответствии с сигналом.

Рис. 10

Стробоскопические осциллографыпозволяют исследовать только периодические сигналы. Главное отличие - стробоскопический преобразователь на входе (трансформатор спектра). Коэффициент трансформации временного масштаба достигает 10⁷…10⁸.

Короткие строб–импульсы осуществляют выборку мгновенных значений сигнала со сдвигом по времени через n периодов или nT (на рис. 10 показана выборка каждый период).

Простейшая схема строб – преобразователя приведена на рис. 11.

Рис. 11

Диод должен быть быстродействующий, работающий в ключевом режиме. При отсутствии строб–импульса диод заперт напряжением +U_см смещения.

Строб – импульс отпирает диод, что приводит к заряду конденсатора С до значения мгновенного напряжения сигнала, т.е. напряжение на С пропорционально входному сигналу в точке стробирования. Период повторения строб–импульсов должен быть почти равен целому числу периодов сигнала, но иметь заданный сдвиг, равный шагу считывания: Т_сп=nТ+Dt, где n=1,2,3…

Трансформированный период огибающей равен nТ/Dt, где интервал Dt – шаг считывания, Т – период сигнала. Число выборок k=T/Dt.

Условие неискаженной передачи вытекает из теоремы Котельникова:

, где f_гр – верхняя граничная частота спектра исследуемого процесса.

Современные стробоскопические осциллографы имеют полосу пропускания до 18 ГГц и более.

Техника осциллографических измерений

1. Основной метод – метод калиброванных шкал и разверток. Процесс измерения сводится к подсчету числа клеток по вертикали (амплитуда) и горизонтали (длительность).

2. Компенсацинный метод – индикатор осциллографа является нуль – индикатором. При этом можно использовать самую чувствительною шкалу осциллографа, подавая на дифференциальный вход компенсирующий сигнал (обычно по амплитуде).

Погрешности осциллографических измерений разнообразны. Это в первую очередь субъективные по индикатору; инструментальные (калибровки, нелинейности КВО, КГО…); методические (дискретизации, аппроксимации…).

Выбор осциллографа

Достоинства аналоговых осциллографов

· мгновенное обновление экрана при отображении изменяющихся сигналов

· привычные и понятные средства управления для используемых настроек (чувствительности, времени развертки, уровня запуска и т.д.)

· широкая полоса пропускания

· низкая стоимость

Недостатки аналоговых осциллографов

· низкая точность, определяемая размерами экрана

· мерцание экрана в зависимости от частоты сигнала и скорости развертки

· нет возможности отображения сигнала до момента запуска

· ограниченные возможности измерения параметров сигналов.

Достоинства цифровых осциллографов

· возможность записи изображения

· высокая точность измерений

· яркий, хорошо сфокусированный экран на любой скорости развертки

· возможность отображения сигнала до запускающего момента

· автоматические средства измерения параметров сигналов

· возможность подключения к компьютеру, принтеру или плоттеру

· возможности математической и статистической обработки сигнала

· средства самодиагностики и самокалибровки.

Недостатки цифровых осциллографов

· более сложное управление · более высокая стоимость Приборы, которые измеряют переменные сигналы, имеют некоторую максимальную частоту, выше которой точность измерения…

Рис. 12. Импульсный сигнал 50 МГц и полоса пропускания 50 МГц

Рис. 13. Импульсный сигнал 50 МГц, а полоса пропускания 150 МГц

Контрольные вопросы

 

1. Что такое осциллограф и что им можно измерить?

2. Назовите элементы конструкции ЭЛТ.

3. Почему, чем ниже чувствительность, тем шире полоса пропускания и наоборот?

4. Почему отклоняющая система типа бегущей волны (ОСБВ) обеспечивает расширение полосы пропускания?

5. Как работают запоминающие трубки?

6. Поясните устройство и работу ЖКИ.

7. Назовите основные типы и особенности ЖКИ.

8. Какие узлы содержит типовая структурная схема универсального осциллографа?

9. Какова структура погрешности (с классификацией) в режиме измерения интервала времени?

10. Какова структура погрешности (с классификацией) в режиме измерения уровня?

11. Поясните работу стробоскопического осциллографа.

12. Назовите достоинства и недостатки цифровых осциллографов.

13. С какой минимальной абсолютной и относительной погрешностью можно измерить сдвиг фазы 5*N⁰ на частоте 10*N кГц 2-х канальным осциллографом? Обоснуйте выбор времени развертки и цену деления по Х.

14. Строб – импульсы формируются с шагом считывания Dt==ТN/360=Т/360/N. Что будет на экране ЭЛТ при подаче на вход синусоиды, если число выборок k=90?

Примечание: N – номер студента по списку группы.

Лекция: Анализ спектра и нелинейных искажений сигнала

 

Очень часто математическое описание даже несложных по структуре детерминированных сигналов является весьма трудной задачей. Поэто­му в теории электрических цепей и радиоэлектронике используется прием, при котором реальные сигналы заменяют (аппрок­симируют, представляют, декомпозируют) набором идеализированных математических моделей, описываемых простыми функциями. Это дает инструмент для анализа прохождения сигналов через ра­диотехнические цепи. В начале XI в. французскому физику и математику Ж. Фурье удалось дока­зать, что любую периодическую функцию можно представить в виде конечной или бесконечной суммы ряда гар­монических колебаний с разными амплитудами, частотами и началь­ными фазами. В радиоэлектронике этой функцией может быть ток или напряжение в цепи.

Пример показан на рис. 1. Периодическая, внешне сложная по форме кривая напряжения u(t) (рис. 1а) — это сумма двух синусоид равной амплитуды, но разных частот и начальных фаз: первой (б) и второй (в) гармоник.

Преобразования Фурье позволяют представить сложный процесс U_x(t) множеством простейших компонентов: гармонических колебаний со своими амплитудами и начальными фазами.

Для периодического сигнала ряд Фурье имеет вид:

.

Для непериодических процессов совокупность амплитуд (плотностей амплитуд) и начальных фаз всех частотных компонентов процесса U(t) называют спектральной функцией:

Рис. 1 .

Для процесса, наблюдаемого на конечном интервале времени оценивают текущий спектр на момент Т.

или или .

На практике часто представляет интерес - энергетический спектр (размерность мощности).

Промышленность выпускает специализированные приборы - анализаторы спектра (АС):

1. Аналоговые, использующие методы:

- Фильтрации (последовательный и параллельный анализ);

- Дисперсионный (или рециркуляционный);

2. Цифровые, использующие методы:

- Сжатия временного масштаба;

- Цифровой фильтрации;

- Цифрового гетеродинного преобразования.

- Вычислительные на базе БПФ (быстрого преобразования Фурье) и др.

Основные характеристики АС:

- Чувствительность 10^-7…10^-14 Вт (доли мкВ и нВ);

- Рабочий диапазон частот и полоса обзора (до десятков ГГц);

- Разрешающая способность по f (от долей Гц);

- Время анализа и др.

АС параллельного действия на основе фильтрации

При параллельном анализе спектров сигналов применяется набор узкополосных фильтров (резонансных), настроенных на различные частоты (рис. 2). Исследуемый сигнал подается одновременно на все фильтры. На­пряжения на выходах фильтров определяются составляющими спектра анализируемого процесса. Далее спектральные составляющие, после де­тектирования в детекторе, поступают на регистрирующие устрой­ства, например, осциллографический панорамный индикатор. Погрешность параллельного анализа определяют следующие факторы: конечность времени установления колебаний на выходе фильтра и зависимость ее от полосы пропускания последнего, отличие характеристик фильтров, настроенных на разные частоты.

Рис. 2

Анализаторы такого типа применяют в основном для анализа спектров одиночных импульсных сигналов. Для выделения n спектральных составляющих в диапазоне частот необходимо не менее n фильтров. Полоса пропускания фильтров определяет статическую разре­шающую способность анализатора. Разрешающая способность анализатора — это его способность раз­личать гармонические составляющие спектра с близкими частотами. Чем уже полоса пропускания фильтра, тем выше разрешающая способ­ность. При широкой полосе пропускания несколько гармонических со­ставляющих не будут разделяться. Если время анали­за сигнала мало, то имеет место дина­мическая разрешающая способность.

 

Анализ осуществляется с помощью фильтров с не перекрывающимися (рис. 3 – верх) или перекрывающимися (рис. 3 – низ) частотными характеристиками. В первом случае возможна потеря информации о составляющих, лежащих вне полос пропускания фильтров (составляющие спектра 2 и 4). Во втором случае возможна регистрация одной составляющей (m) двумя соседними фильтрами (i и i+1)с ошибочным выводом о наличии обеих компонент. Сигналы с выхода фильтров детектируются, последовательно коммутируются, анализируются и подаются на индикатор.

Рис. 4

Рис. 3

 

Скорость анализа резко снижается при сужении полосы пропускания фильтра. К достоинствам анализаторов параллельного действия отно­сятся малое время анализа и возможность регистрировать спектры оди­ночных импульсов. Однако из-за сложности системы фильтров анализаторы не получили широкого распространения. Их применение целесообразно тогда, когда положение спектральных линий известно заранее, но неизвестны их амплитуды. Это задачи испытаний оборудования на регламентированных частотах (1000 Гц в звуковом диапазоне, фиксированные значения ПЧ приемников сигналов и др.).

Таким образом, метод сложен, требует много фильтров. Имеет узкое применение для анализа известных спектров.

АС гетеродинные с последовательной фильтрацией

Для исследования спектров периодических сигналов чаще всего применяют последовательный анализ. Это наиболее распространенный класс АС общего применения. В основе работы лежит перенос спектра на ПЧ и фильтрация (выделение) отдельных линий с помощью УПЧ, полоса которого очень узкая.

На рис. 5 показана упрощенная структурная схема анализатора последовательного типа с двукратным преобразованием частоты, а на рис. 6 и 7- диаграммы, поясняющие принцип его действия. Двойное преобразование применяют для улучшения характеристик АС.

Анализатор спектра электрических сигналов последовательного типа представляет собой супергетеродинный приемник, который состоит из входного устройства (входной фильтр), смесителя, широкополосного перестраиваемого гетеродина 1 (генератора качающейся частоты – ГКЧ), широкополосного усилителя ПЧ (УПЧ 1), второго смесителя, второго гетеродина, узкополосного усилителя промежуточной частоты (УПЧ 2), квадратичного детектора, выходного усилителя вертикального отклонения и индикаторное устройство (обычно осциллографическая трубка). Управление входным устройством, гетеродином 1 и разверткой осуществляет генератор линейно-изменяющегося напряжения (ГЛИН).

Супергетеродинный приемник служит для последовательного во времени выделения анализируемых гармонических составляющих спектра входного сигнала. Настройку этого приемника на разные частоты производят с по­мощью сигнала, поступающего с выхода генератора качающейся частоты, который, в свою очередь, запускается от генератора развертки.

Индикаторное устройство анализатора предназначено для наблюде­ния спектра исследуемого процесса и по существу действует как элек­тронный осциллограф. Оно содержит ЭЛТ с устройствами управления лучом, усилители вертикального и горизонтального отклонения, генера­тор напряжения развертки.

Рис. 6

Рис. 5

Рассмотрим процессы, протекающие в анализаторе спектр. Входной сигнал u(t) подается на смеситель через входное устройство. На второй вход смесителя подается сигнал от генератора качающейся частоты.

На рис. 7 приведены диаграммы напряжений в анализаторе спектра последовательного типа при одночастотном гетеродинировании с помощью ГКЧ: а — изменение частоты ГКЧ; б - исследуемый спектр и АЧХ УПЧ; в—линейное изменение частоты во времени: г-сигнал на выходе УПЧ; д — сигнал на выходе детектора.

 

Рис. 7

На рис. 7 а, б показаны соответственно изменение во времени частоты ГКЧ от минимума до максимума в такт с изменением напряжения генератора развертки, форма амплитудно-частотной характе­ристики УПЧ и диаграмма спектра исследуемого сигнала (он представлен тремя гармоническими составляющими одно-тонального амплитудно-модулированного колебания).

В результате воздействия на смеситель исследуемого сигнала и на­пряжения ГКЧ составляющие спектра преобразуются в диапазон промежуточных частот УПЧ. Форма спектра сигнала при этом сохраня­ется. С линейным изменением частоты ГКЧ составляющие пре­образованного спектра также линейно изменяются во времени и после­довательно попадают в полосу пропускания УПЧ (рис. 7 в). На­пряжение на выходе УПЧ имеет вид радиоимпульсов (рис. 7 г), ам­плитуды которых при постоянном напряжении ГКЧ пропорциональны амплитудам составляющих спектра.

С выхода УПЧ радиоимпульсы подаются на амплитудный детектор. На выходе детектора возникают видеоимпульсы (рис. 7 д), посту­пающие через усилитель на вертикально отклоняющие пла­стины ЭЛТ. На горизонтально отклоняющие пластины ЭЛТ подается пилообразное напряжение генератора развертки (ГЛИН), в результате чего на экране появляются видеоимпульсы, изображающие спектр исследуемого сигнала. Этот сигнал отображается на экране.

Диаграммы построены при условии, что разность частот соседних составляющих спектра много больше полосы пропускания УПЧ, при этом возможна сравнительно малая статическая разрешающая способность (т.е. большой интервал частот). На практике допускает­ся некоторое перекрытие изображений гармоник сигналов (рис. 8). Параметры спектра измеряют вспо­могательными устройствами. Положение на оси частот отдельных спектральных составляющих и характерных участков спектра определяют частотными метка­ми.

Ось частот обычно градуируется с помощью сетки частотных меток с известным шагом или с помощью передвижного маркера частоты. Метки вырабатываются из «нулевых биений» на частотах генератора гармоник. Амплитуда спектральных линий может оцениваться в относительном масштабе или по абсолютной шкале.

 

Рис. 8

Динамическая разрешающая способность анализатора спектра зависит от скорости изменения (перестройки) частоты ГКЧ. При увеличении скорости перестройки напряжение на выходе УПЧ не успевает изменяться с изменени­ем напряжения на входе, так как энергия, запасенная в избирательной систе­ме (например, в контуре), не может измениться мгновенно. Это явление име­ет место в том случае, если длительность переходного процесса в УПЧ соиз­мерима со временем изменения частоты колебаний на входе и в пределах его полосы пропускания. Динамические искажения изображения спектра огра­ничивают допустимую скорость изменения частоты ГКЧ.

Необходимо, чтобы ширина спектра была меньше, чем f_пч, а Δf_упч меньше расстояния между линиями спектра. Для повышения разрешающей способности используют АС последовательной фильтрации с двойным преобразованием частоты.

АС на дисперсионных линиях задержки (ДЛЗ)

В дисперсионных линиях задержки время задержки зависит от частоты. При линейной зависимости задержки от частоты спектральные составляющие импульсного сигнала будут задержаны на разное время. При линейной аномальной дисперсии высшие гармоники придут на выход ДЛЗ быстрее, а низшие – позже. В результате огибающая выходного напряжения ДЛЗ соответствует форме спектральной функции импульса (радиоимпульса).

U(t) ~ S(w)

 

а) б)

Рис. 9

На рис. 9 представлена схема АС и дисперсионная характеристика. Здесь ЧМ-генератор, запускаемый синхронно с импульсом U_x(t), линейно изменяет свою частоту (ЛЧМ), что расширяет возможности преобразования. АС на ДЛЗ по быстродействию близки к АС параллельной фильтрации, но из-за недостаточной полосы пропускания ДЛЗ распространены ограниченно. Главное их достоинство в возможности анализа спектров одиночных радиоимпульсов и радиоимпульсов с большой скважностью. Приборы на ДЛЗ серийно не выпускаются.

Цифровые АС со сжатием временного масштаба

Для последовательного анализа спектра шириной ΔF_с аналоговым АС с полосой пропускания избирательного фильтра (УПЧ) Δf_ф требуется время t_посл ~ ΔF_c/(Δf_ф)2. Тогда при Δf_Ф << ΔF_С время t_посл становится очень большим. Кроме того, для низкочастотных спектров изготовление фильтра с узкой Δf_Ф сложно технически. Оба недостатка устраняются, если расширить полосу ΔF в n-раз: ΔF’=n ΔF. При этом можно аналогично увеличив Δf’ = nΔf можно уменьшить t_посл в n раз.

Подобная трансформация масштаба времени может быть реализована с помощью запоминающих устройств (ЗУ), а также путем транспонирования (умножения) спектра. В некоторых АС (СК4-72, СК4-72/2) используют цифровой блок памяти, запись в который идет в темпе поступления сигнала, а считывание – с предельной скоростью по быстродействию. При этом могут исследования как периодические, так и непериодические процессы. Может осуществляться анализ случайных процессов. Коэффициент сжатия (транспонирования) достигает десятков тысяч.

Рис. 10

УВХ – устройство выборки и хранения – осуществляет дискретизацию напряжения исследуемого сигнала с частотой F_o ≈ 3F_в, где F_в – верхняя частота установленного поддиапазона. Промежуточное ЗУ по мере окончания медленного запоминания выборки передает информацию в ЗУ перезаписи. Пока промежуточное ЗУ обновляется идет процесс быстрого считывания (со скоростью ≈ 10 МГц) и преобразование в U’_х(t). Далее осуществляется анализ спектра сжатой копии обычным способом. Наличие МПС позволяет использовать в качестве гетеродина синтезатор частот (цифровое гетеродинирование), что упрощает отсчет частоты (частота гетеродина в каждой момент известна).

Вычислительные АС на базе БПФ (цифровые АС)

Развитие вычислительной техники позволило создать новый класс АС за счет замены интеграла в выражении спектральной функции на сумму из N выборок. Преобразование называют дискретным преобразованием Фурье (ДПФ):

где a_S – значение весовой функции, U_s – значение функции.

Специальный алгоритм БПФ позволяет существенно ускорить анализ. Структурная схема приведена на рис. 11. Она содержит АЦП и вычислитель. Примером является прибор СК4-71.

Рис. 11

В настоящее время созданы панорамные АС перекрывающие диапазон частот от 10 Г до 39,6 ГГц. Возможности приборов очень высокие:

- измерение частот, амплитуд, отношения амплитуд спектральных составляющих;

- панорамная индикация спектра с запоминанием;

- измерение нелинейности четырехполюсника и нелинейных искажений сигнала;

- измерение и наблюдение АЧХ в динамическом диапазоне (до 120…140 дБ).

Области применения АС очень широкие. Можно оценивать и измерять: стабильность частоты, чистоту спектральной линии; устойчивость к внешним факторам; параметры модуляции, ширину спектра частот; уровень паразитных составляющих; динамический диапазон; частотные характеристики; потери и нелинейность преобразования, развязку; подавление спектральных составляющих; искажения сигналов и др.

Измерители нелинейных искажений (ИНИ) – подгруппа С6

Нелинейные искажения сигнала определяют по коэффициенту нелинейных искажений (КНИ) (коэффициенту гармоник, коэффициенту несинусоидальности). КНИ показывает вес высших гармонических составляющих в спектре сигнала по отношению к первой гармонике (в СКЗ) в относительном масштабе или в процентах:

.

Иногда используют коэффициент нелинейных искажений n-го порядка К_n = U_n/U₁.

Методы изменения КНИ:

1. Спектральные – на базе селективных приборов (АС, селективных вольтметров, измерительных приёмников)

2. Квазиспектральные – на базе подавления первой гармоники (режекции).

Спектральный метод достаточно сложно реализуется аппаратно, поэтому на практике более широкое распространение получил квазиспектральный метод, который отличается от спектрального тем, что в выражение для К_г другой знаменатель:

,

где . Заметные отличия по этим методам проявляются лишь при К_г > 10 %. Поскольку КНИ измеряется для высококачественной аппаратуры звуковых частот, у которой допускаемые значения не превосходят 10-х и 100-х долей %, то использование квазиспектрального метода оправдано.

Типовая схема режекторного ИНИ приведена на рис. 12. Входной сигнал U(t), имеющий высшие гармоники, через входной блок (делитель) соединен с усилителем сигнала. В режиме калибровки сигнал, минуя фильтр, проходит на вольтметр среднеквадратического значения. Показания индикатора устанавливаются на 100 (точка 100%), при этом весь сигнал проходит на вольтметр СКЗ.

Рис. 12

Рис. 13

В режиме измерения КНИ включается режекторный фильтр, вырезающий первую гармонику. Для этого частота первой гармоники измеряется с помощью встроенного ЭСЧ, и в соответствии с результатами измерения осуществляется настройка фильтра. На выходе фильтра вольтметр измеряет СКЗ суммы всех гармоник без первой, определяя их вес по отношению к полному сигналу, который при калибровке был принят за 100%.

Если в 10 раз увеличить коэффициент передачи входного блока и усилителя, то также в 10 раз повысится чувствительность прибора (см. рис.13) со шкалой измерения 10 %. Если увеличить коэффициент передачи входного блока и усилителя в 100 и 1000 раз, то соответственно получим шкалы 1 % и 0,1 %.

Шкала прибора градуируется в % или дБ. Образцовые ИНИ имеют погрешность 0,01…0,05%.

 

Контрольные вопросы

 

1. Для чего используется спектральное представление сигналов?

2. Какие методы спектрального анализа используются в АС?

3. Поясните работу АС параллельной фильтрации.

4. Какова структура погрешности (с классификацией) параллельного АС по оси частот и по оси амплитуд?

5. Каковы требования к фильтрам параллельного АС?

6. Поясните работу АС с последовательной фильтрацией.

7. Поясните работу АС на дисперсионных линиях задержки (ДЛЗ).

8. Какова структура погрешности (с классификацией) последовательного АС по оси частот и по оси амплитуд?

9. Когда в цифровых АС применяется сжатие временного масштаба?

10. Поясните работу вычислительных АС.

11. Назовите области применения АС.

12. Что такое нелинейные искажения, как и чем их оценивают?

13. Поясните работу ИНИ.

14. Какова структура погрешности (с классификацией) ИНИ?

15. На какой шкале, и с какой погрешностью можно измерить К_Г=(0,05+0,01N)%, если класс точности прибора 0,01?

Примечание: N – номер студента по списку группы.

Лекция: Исследование амплитудно-частотных характеристик устройств

Методы исследования АЧХ

Наиболее распространенным при исследовании АЧХ, как "обобщенного импульса", является метод выбранных точек и условных сечений. Положение… В практических задачах при исследовании избирательных цепей используют…

Рис. 1. Основные схемы измерения АЧХ

В процессе измерений с помощью автономного ГКЧ весьма непростой задачей является определе­ние текущего значения частоты в заданной точке АЧХ. Прямые методы измерения с помощью ЭСЧ можно использовать лишь в ограниченной области частот. При этом измерение частоты осуществляют либо с остановкой качания, либо путем соот­ветствующего выбора интервала счета. Задачи автоматизации измерений АЧХ для узко­полосных и широкополосных ИУ различаются требованиями к пара­метрам испытательного сигнала, структуре исследуемых характеристик и динамическому диапазону измерений. Объединение ПК с устройством аналогового ввода-вывода, например встроенной платы ЦАП-АЦП, позволяет решать задачи анализа АЧХ.

Метод управляемого синтеза испытательного сигнала

В качестве ВА могут использоваться специализированные компьютерные платы аналогового ввода, например, высокоскоростные многоканальные…

Метод адаптации полосы качания испытательного сигнала

При исследовании узкополосных схем можно автоматически устанавливать среднюю частоту ГКЧ (f_ОГКЧ) равной средней частоте АЧХ испытуемого устройства (ИУ), а девиацию (F_д) пропорциональной ширине полосы пропускания на заданном уровне АЧХ. Адаптация полосы качания испытательного сигнала в пределах исследуемого участка на заданном уровне АЧХ позволяет решать следующие задачи автоматизации измерений узкополосных схем:

– поиск исследуемой АЧХ в диапазоне рабочих частот, в котором по априорной информации находится характеристика ИУ;

– установка и стабилизация необходимой средней частоты и девиации испытательного сигнала;

– измерение и индикация в цифровой форме параметров и функционалов АЧХ узкополосных схем.

Рис. 2. Компьютерный ИАЧХ

Принцип работы системы управления при реализации гармонической частотной модуляции (ГЧМ) с установкой девиации, равной половине величины полосы пропускания ИУ, поясняет временная диаграмма на рис. 3. В начальный момент качание осуществляется во всем рабочем диапазоне частот. Это режим поиска АЧХ и адаптации параметров испытательного сигнала. Механизм адаптации реализуется с помощью ПК, который анализирует массив данных, получаемых АЦП. Находится максимальное значение огибающей, и оцениваются частоты точек, расположенных на заданном уровне АЧХ, например, на уровне –3 дБ. Поскольку сигнал формируется методом управляемого синтеза, то проблемы привязки к оси частот нет. Вычислительным методом путем компьютерной обработки данных оценивается положение средней и граничных частот полосы пропускания. Для более точного определения максимума и положения границ пересечения параметры сигнала изменяются. Чтобы ''не потерять'' АЧХ ИУ, управление девиацией более инерционное, чем управление средней частотой. При этом переходный процесс затухающий, система устойчива, а установившееся рассогласование приближается к нулю. В установившемся режиме можно работать в узкой полосе, когда , а F_д =/2.

В процессе регулировки ИУ параметры сигнала изменяются в соответствии с изменением F_ср и . В результате осуществляется стабилизация средней частоты ГКЧ по средней частоте ИУ. На панорамном индикаторе можно представлять анализируемую часть АЧХ за весь период качания. При этом можно наблюдать динамические искажения АЧХ ИУ по отличиям при изменении частоты снизу вверх и наоборот. Скорость изменения частоты испытательного сигнала максимальна в центре АЧХ, т.е. в интервале пологого участка, и равна нулю в граничных частотных точках полосы пропускания, где крутизна АЧХ, как правило, максимальна. Это способствует уменьшению динамических искажений и, следовательно, повышению точности измерения АЧХ ИУ.

Рис. 3. Диаграмма, поясняющая метод адаптации

Главным преимуществом компьютерного синтеза сигнала качающейся частоты или пилообразно-ступенчатого сигнала с помощью ЦАП является наличие информации о частоте сигнала в любой момент времени. При этом нет необходимости измерения частоты испытательного сигнала в точках отсчета. Требуется лишь синхронизация обработки выходного сигнала в соответствии с известными параметрами испытательного сигнала. Кроме того, ЦАП позволит реализовать на программном уровне рассмотренный выше алгоритм адаптации полосы качания в пределах рабочего участка АЧХ, облегчив поиск и регулировку испытуемого канала.

Структурная схема панорамного ИАЧХ

Структурная схема панорамного ИАЧХ приведена на рис. 4. На вход исследуемого четырехполюсника подводится сигнал постоянной амплитуды с выхода ГКЧ. Индикация уровня входного и выходного сигналов осуществляется путем их подачи на опорный и измерительный каналы, соединенные с осциллографическим индикатором.

Блок модулирующего напряжения (БМН) управляет одновремен­но частотой генераторного блока (БГ) и отклонением луча ЭЛТ по горизонтали. Отклонение луча по вертикали осуществляется напряже­нием выхода исследуемого четырехполюсника.

Рис. 4. Структурная схема прибора Х1- 46

БМН обеспечивает модуляцию в линейном и логарифмическом режимах. Он также вырабатывает импульс запира­ния ГКЧ во время обратного хода развертки, формирует пилообраз­ное напряжение развертки, импульс запуска внешнего частотоме­ра, ступеньку на ступенчато-пилообразном напряжении и синхроим­пульс.

Блок частотных меток обеспечивает формирование кварцованных частотных меток, а также формирование частотной метки от внешнего генератора. Число рабочих гармоник может превышать 1000. Частота первой гармоники для удобства отсчета выбирается равной 10ⁿ Гц (1 кГц, 10 кГц, 100 кГц, 1 МГц…), где n – целое число. Делители напряжения 60 и 10 дБ обеспечивают деление сигнала ступенями через 10 и 1 дБ соответственно.

Индикаторный блок (БИ) предназначен для усиления, де­тектирования и индикации сигналов, полученных с выходов иссле­дуемых четырехполюсников, на экране ЭЛТ. Индикаторный блок состоит из входных блоков, делителей напряжения, коммутатора, усили­теля и осциллографического блока.

Для модуляции сигнала ГКЧ и горизонтальной развертки луча используется напряжение, формируемое генератором развертки, поэтому горизонтальное отклонение луча пропорционально частоте. Средняя частота ГКЧ может перестраиваться и устанавливаться в пределах полосы пропускания исследуемого устройства. Девиация частоты ГКЧ устанавливается в соответствии с заданной полосой обзора так, чтобы наилучшим образом исследовать интересующий участок АЧХ.

Для градуировки вертикальной оси («Y») экрана используется калиброванный делитель или аттенюатор. При работе в двухканальном режиме одновременно можно наблюдать изображение АЧХ и калибровочной линии или огибающей выходного сигнала ГКЧ.

ИССЛЕДОВАНИЕ АЧХ РАДИОУСТРОЙСТВ

При исследовании четырехполюсников отсчет относительной амплитуды в требуемой точке АЧХ проводится методом замещения. Для этого на индикаторном… 1) потери ; 2) усиление .

Измеритель амплитудно-частотных характеристик X1-46

2.Частотные метки формируются с дискретами 1, 10 и 50 кГц . 3.Погрешность измерения частоты с помощью собственных частотных меток в полосе… 4.Погрешность измерения относительной амплитуды:

Рис. 5

Для ГКЧ выделена подгруппа Г8, но на сегодняшний день они не получили распространения, как отдельные приборы. Обычно это узлы Р2, Р4, Ф2, С4, Х1 … Кроме того, современные генераторы сигналов и синтезаторы частоты могут управляться кодом, т.е. использоваться как ступенчатые ГКЧ.

Применение МПС в приборах подгруппы Р2 обеспечивает:

1. Установку пределов перестройки частоты, линеаризацию перестройки.

2. Запоминание, обработку и вывод данных на дисплей.

3. Компенсацию погрешностей (рассогласования НД, неидентичности, …)

4. Диалоговый режим работы прибор - оператор.

Пример: приборы Р2-73…82.

Они содержат блоки ГКЧ и индикатора с встроенной МПС.

Блок ГКЧ:

Рис. 6

Кроме того, ГКЧ содержит калиброванный генератор на 50 МГц с известной мощностью, узлы питания, АРМ. Генератор транзисторный с перестройкой на варикапах (цифровая перестройка).

Индикатор: - усиливает сигналы 100 кГц и детектирует их.

Рис. 7

МПС исключает неидентичность каналов. В каждом канале (И) аттенюатор, управляемый кодом. МПС управляет всей работой, вычисляет параметры, выводит информацию на индикатор, включая цифро-знаковые символы. МПС преобразует аналоговые сигналы (с каналов А, В, С) в 12-разрядный двоичный код, который поступает в вычислитель.

АЦП – поразрядного уравновешивания (быстродействующий).

В преобразователе – синхронное детектирование используется.

Измерения основаны на применении мостовых рефлектометров, выделяющих сигналы падающей, отражённой и прошедшей волн.

Режимы работы:

1. Панорамное измерение КСВ и ослабление с цифровым отсчетом частоты, амплитуды, КСВ.

2. Измерение усиления.

3. Сравнение с эталоном.

4. Контроль уровня мощности.

5. Вывод результатов на внешние устройства.

6. Измерения с переносом частоты.

Представление информации на экране осциллографического индикатора

Рис. 8

Порядок работы диалоговый

1. Калибровка уровня и проверка работоспособности.

2. Нажимается «Сброс» - горит горизонтальная линия и надпись «Диапазон?».

3. Устанавливаются частоты F1 и F2. Появляется надпись «Режим?».

4. Устанавливается режим (Г, К, В, …) и т.д.

Работа в диалоговом режиме, но нужна хорошая тренировка. При неправильных действиях оператора зажигается на экране «Ошибка 2» (3, 4, 5, …).

Недостатки:

1. При изменении полосы всё приходится вводить заново.

2. Сложная последовательность действий оператора, требующая подготовки.

3. Слабая надёжность прибора.

Технические характеристики Р2-73

1. Диапазон рабочих частот: 10…1250 МГц.

2. Погрешность определения частоты не более, ±0,2%.

3. Диапазон измерения КСВ 1,03 … 5,0 (индикация до ∞).

4. Погрешность измерения КСВ ≤ ±5 ∙ КСВ%.

5. Диапазон измерения коэффициента передачи от –50 до +30 дБ.

6. Погрешность ΔА = ±(0,03Ах + 0,2) дБ.

7. Изменение уровня мощности от 0,5∙10-3 до 5∙10-7 Вт с погрешностью ≤ ±2 дБ.

Измерители комплексных коэффициентов передачи и отражения (Р4)

Измерители полной системы S-параметров (модулей и фаз) содержат векторный измеритель отношения. Рассмотрим на примере измерения комплексного коэффициента отражения S_ii(ω) шестиполюсника.

Рис. 9

На выходах фазовых детекторов при постоянном уровне падающей волны будут сигналы, пропорциональные отражённой и падающей волнам, умноженным соответственно на sin (φ) и cos (φ). Напомним, что ДПС (Вольперта-Смитта) получена из векторной диаграммы.

Рис. 10

Здесь

Или

Если подать на пластины горизонтальной и вертикальной развертки эти сигналы, то, наложив на экран прозрачную ДПС, мы увидим светящуюся точку «Б», соответствующую комплексному коэффициенту отражения и Z_iвх. Если изменять частоту, то на экране будет линия. Формируя яркостную метку можно узнать частоты характерных точек. Индикация будет в полярных координатах.

Могут быть и другие способы индикации, в том числе в декартовых координатах с разделением модуля и фазы.

Примеры приборов: Р4-11, Р4-36, Р4-38 …

Р4-38: 1,25…5 ГГц; КСВ = 1,04…2, К = –80…+30дБ; φ = 0…±180°.

Исследуются ФЧХ, АЧХ, S-параметры, Z_вх

 

Контрольные вопросы

1. В чем суть рефлектометрического принципа измерения?

2. Назовите основные схемы построения приборов Р2.

3. Поясните структурную схему прибора группы Р2.

4. Какова структура погрешности прибора Р2 по осям частот и амплитуд (с классификацией)?

5. Какие системы содержит генератор качающейся частоты (ГКЧ)?

6. Какие задачи решает МПС в приборах подгруппы Р2?

7. Какая информация выводится на экране осциллографического индикатора Р2?

8. Каковы достоинства и недостатки приборов с МПС?

9. Как устроены измерители комплексных коэффициентов передачи и отражения?

10. Структура погрешностей прибора Р4 (с калассификацией).

11.

 

Примечание: N – номер студента по списку группы.

 

 

Лекция: ИЗМЕРИТЕЛЬНые ЛИНИи диапазона СВЧ

Устpойство измерительной линии (ИЛ)

Измеpительная линия (см. pис.1) представляет собой отрезок волновода с малым собственным коэффициентом отражения, имеющий продольную щель посередине широкой стенки волновода.

Длина щели должна быть больше максимальной длины волны в волноводе. Чеpез щель во внутреннюю полость волновода проходит тонкий металлический зонд, закрепленный на каретке, которая перемещается вдоль линии. Необходимо выполнение постоянства связи зонда с полем при перемещении его вдоль линии. Зонд связан с настраиваемой измерительной головкой, в которую включен детектор. Наведенная ЭДС, пропорциональная напряженности электрического поля в месте расположения зонда, после выпрямления детектором индицируется измерительным прибором. Пpи тщательной настройке измерительной головки повышается чувствительность линии и уменьшаются ошибки, вносимые в измерение реактивной проводимостью зонда.

Эквивалентная шунтирующая проводимость зонда должна быть незначительной, а щель - неизлучающей. Щель проходит параллельно линиям поверхностного тока, поэтому наличие щели лишь в очень малой степени меняет конфигурацию поля в линии. Перемещение зонда вдоль щели позволяет определить положение максимумов и минимумов напряжения в линии их относительные величины. Волновод по отношению к исследуемым устройствам является эталоном волнового сопротивления, поэтому он изготавливается с высокой точностью. Волновое сопротивление ИЛ должно отличаться от номинального не более чем на 0,5%.

Измерительная головка представляет собой двойную коаксиальную линию, образованную двумя концентрическими трубками с поршнями и зондом. Изменяя глубину погружения зонда, добиваются усиления или ослабления степени связи зонда с волноводным трактом. Короткозамыкающими поршнями резонаторы зонда и детектора настраиваются в резонанс. Механизм перемещения зонда вдоль линии должен обеспечивать высокую точность отсчета положения и не иметь люфта. При помощи микрометрической линейки (9) данный механизм позволяет определить положение зонда с точностью 0,05 мм.

Источники погрешностей при работе с ИЛ

1. Непостоянство связи измерительной головки с ИЛ при перемещении головки вдоль линии.

2. Шунтирующее действие зонда, вызывающее нарушение картины электромагнитного поля внутри волновода.

3. Неидеальность фланцев, приводящая к отражению от соединения.

4. Неидеальность амплитудной характеристики применяемого детектора.5. Погрешность индикатора.

Регулиpовка ИЛ

Слишком малая глубина погружения зонда приводит к значительным колебаниям связи зонда с волноводом при продольном перемещении, так как абсолютные… Далее к линии подключается КЗ и снова исследуется распределение напряжения… Пpи проведении измерений между генератором и ИЛ необходимо включать развязывающий аттенюатор (10 - 20 дБ) или вентиль,…

Рис. 2. Идеальное и реальное распределение поля за

Счет влияния проводимости зонда

Для определения коэффициента стоячей волны необходимо знание амплитудной характеристики детектора. Пpи малых уровнях мощности его характеристика близка к квадратичной. Гpадуиpовка детектора проводится с теми же усилителями и индикаторами, с которыми будут проводиться измерения. Пpи смене детектора или изменении глубины погружения зонда градуировку детектора необходимо проводить вновь.

Способ измерения амплитудной характеристики (АХ) состоит в использовании калиброванного аттенюатора на выходе генератора. Установив зонд в максимум стоячей волны, изменяют уровень сигнала генератора и измеряют показания A. Рассчитав сигнал по известному затуханию аттенюатора, можно построить АХ.

Пpоведение измеpений с помощью ИЛ

Измеpение длины волны

Длина волны в линии со щелью определяется как удвоенное расстояние между соседними минимумами распределения напряжения. Длина волны в линии без щели определяется с помощью подвижного KЗ (pис.3). Зонд устанавливается вблизи минимума напряжения. Подвижный коpоткозамыкатель перемещается таким образом, чтобы показания зонда проходили дважды через минимум. Этим минимумам соответствуют значения L₁ min и L₂ min на шкале КЗ . Длина волны в линии без щели определяется из выражения

l в = 2 (L₂min - L₁min ).

Рис. 3. Схема ИЛ с подвижным КЗ

Если значения, определенные со щелью и без щели совпадают, значит влияние щели на постоянную распространения мало. Для более точного определения положения минимума и длины волны применяется метод "вилки". Суть метода заключается в том, что положение минимума определяют как среднее арифметическое двух отсчетов, соответствующих одинаковым показаниям индикатора при положениях зонда справа или слева от минимума (pис. 4): X _min = ( X₁+X₂ )/2.

Можно выбрать несколько уровней равных значений и определить положение зонда как среднее всех значений X_min. Этим же способом можно выяснить наличие асимметрии напряжения, вызванное реактивностью зонда. При измерении длины волны определяются положения всех минимумов. Погрешность измерения меньше, если находится расстояние через минимум:

l в = ( X”₂ + X”₁)/2 - ( X₂ + X₁)/2.

Измерение коэффициента стоячей волны ( КСВ)

Метод прямого измерения КСВ состоит в определении максимального и минимального значений напряжения в линии и вычислении KСВ=Umax/Umin . Значения напряжения могут быть определены путем непосредственных отсчетов по шкале прибора с последующим переводом показаний прибора в относительное напряжение с помощью графика АХ. Если характеристика детектирования является квадратичной, то вычисляют по формуле: KСВ=(Umax/Umin)^1/2.

Рис. 4. Отсчет положения минимума методом равных значений

Для повышения точности отсчета нужно стремиться к тому, чтобы показания прибора в пучности напряжения были всегда вблизи максимальных показаний шкалы. При КСВ > 3. . . 5 для квадратичной характеристики минимальные показания прибора становятся слишком малыми для точного определения, и метод прямого измерения не может быть использован.

Если имеется калибpованнный переменный аттенюатор перед ИЛ, то измерение КСВ упрощается. Сначала определяется минимум напряжения, и с помощью аттенюатора устанавливаются удобные показания прибора. Затем находится максимум и, введя аттенюатором нужное ослабление А, добиваются тех же показаний прибора Umin. Величина КСВ рассчитывается по формуле: К=10^А/20. Данный метод хорош тем, что исключается влияние АХ при измерениях и может использоваться для любых значений KСВ.

Метод удвоенного минимума ( КСВ >3...5)

Достоинство метода заключается в простоте расчета КСВ. Пеpвоначально зонд устанавливается в минимум напряжения и считывается показание Umin. Затем зонд помещается в две точки справа и слева от минимума (X₁ и X₂) , в которых показания прибора U=2Umin.Вычисляется расстояние между точками DX=X₂ - X₁ (рис. 5) и рассчитывается значение KСВ=lвF/(DXp), где F - поправочный коэффициент, зависящий от показателя степени АХ детектора (N). Его значение для квадратичной характеристики детектора равно 1 .

Рис. 5. Отсчет КСВ в области минимума

Метод сдвига узла

На pис. 6,а показана схема измерения малых неоднородностей методом сдвига узла. На ИЛ имеется шкала, по которой определяют положение минимума стоячей волны (X) , и имеется шкала на короткозамыкателе , определяющая его положение при перемещении (L). Суть метода в том, что если неоднородности нет, тогда перемещению КЗ на величину DL будет соответствовать эквивалентное перемещение минимума стоящей волны DX. При наличии неоднородности возможны два случая.

 

Рис. 6. Измеpение методом сдвига узла:

А) схема измерения; б) lвил = l вкз ; в) lвил ¹ l вкз

1. Если lвил =lвкз, тогда при перемещении короткозамыкателя фазовые соотношения между двумя отраженными волнами меняется и нарушается соответствие смещение минимума по отношению к смещению КЗ (см. рис. 6.б):

D = L ₁ - X _{1 .}

Определив Dr, можно вычислить модуль коэффициента отражения и КСВ:

ïГï = p Dr / lв ; КСВ = 1+ 2 p Dr / lв ,

2. Когда lвил ¹l вкз (см. рис. 6.б), каждый раз измеряется L₁ - L₀ находится соответствующее этому смещение X₁ - X₀. Затем определяется разность фаз: Q = 2p ( X₁ - X₀ ) / lвил - 2p( L₁ - L₀ )/lвкз. Модуль коэффициента отражения и КСВ (для малых коэффициентов отражения) вычисляются по формулам :

ïГï = Ф/2; КСВ = 1+ sin (Ф/ 2 ).

Метод сдвига узла позволяет измерить КСВ до 1.001.

Метод скользящей нагрузки

Скользящая нагрузка должна иметь шкалу для определения ее местонахождения при перемещении. В результате имеется одна падающая волна и две отраженные… При условии ïГнï>ïГоï получим : ïГmaxï =… ïГminï = ïГнï - ïГоï; ïГнï=( Гmax + Гmin )/2; ïГоï=( Гmax - Гmin )/2…

Методом скользящей нагрузки

Измерение комплексного сопротивления нагрузки

Комплексное сопротивление нагрузки может быть найдено по диаграмме полных сопротивлений, если известен KСВ в линии с нагрузкой и фазовый угол коэффициента отражения Ф. Рис. 8 поясняет суть нахождения фазового угла коэффициента отражения. Для определения Ф необходимо измерить положение нуля напряжения в закоpоченной линии ( l ₁ ) и новое, смещенное к генератору положение минимума в линии с нагрузкой ( l ₂ ). Фазовый угол коэффициента отражения и его модуль определяется по формулам:

Ф = 2 p (l ₂ - l ₁) / lв, ïГï = ( КСВ-1) / (КСВ+1) .

Рис. 8. Смещение минимума

Измеpение затухания в СВЧ трактах

Затухание в трактах приводит к экспоненциальному изменению амплитуды поля вдоль ЛП. Если отрезок тракта, обладающий затуханием, однороден и отражениями на его входе и выходе можно пренебречь, то для коэффициента передачи тракта справедливо выражение: U _вых =U _вх e ^{- d l}, где l - длина испытуемого отрезка СВЧ тракта; d - коэффициент затухания на единицу длины; U _{вых -} выходное напряжение; U _{вх -} входное напряжение. Если на конце такой линии поставить короткозамыкатель, то по мере приближения от точки отражения к генератору КСВ будет уменьшаться (см. рис. 9.).

Для вычисления затухания по величине измеренного КСВ, можно воспользоваться формулой: d l = lg [(KСВ + 1) / (KСВ - 1)],дБ.

Измерение параметров диэлектриков

Если СВЧ тракт заполнить диэлектриком, то из непосредственных измерений длины волны и экстремумов стоячей волны можно с приемлемой для многих случаев точностью определить фазовую скорость Vф =lвf,диэлектрическую проницаемость eи постоянную затухания a_{E .} Методика измерения заключается в следующем. В линию вводится диэлектрический заполнитель, Тогда соседние минимумыa‘_min. и a“_min (см. рис. 10) отличаются друг от друга._.

Рис. 9. Схема установки и распределения поля в тракте при измерении затухания распределения поля в тракте при измерении затухания

Рис.10. Схема установки и распределение поля

При измерении затухания диэлектрика

  Далее измеряется расстояние l min между соседними минимумами напряжения стоячей волны в области с заполнением: lвe=2l…

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В настоящее время в любой области науки, техники и производства невозможно обойтись без измерений, поэтому эта проблема была и будет актуальна.… Современная дисциплина «Метрология и радиоизмерения» насыщена терминами,… Автор настоящего курса лекций, написанного в соответствии с требованиями образовательных стандартов и про­граммой…