Обработка частотно-модулированных радиоимпульсов
Особенности обработки частотно модулированных (ЧМ) сигналов рассмотрим на примере обработки линейно-частотно-модулированных радиоимпульсов (ЛЧМ), широко используемых в современных РЛС.
| Рис. 6.4. Законы изменения мгновенной частоты ЛЧМ сигнала во времени и импульсной характеристики фильтра
|
Согласованная фильтровая обработка ЛЧМ-радиоимпульсов проводится с использованием дисперсионных фильтров, т. е. линейных систем, групповое запаздывание в которых зависит от частоты. Импульсная характеристика согласованного фильтра представляет собой ЛЧМ-колебание, зеркальное сигнальному. Если мгновенная частота сигнала со временем нарастает (рис. 6.4, штриховая линия), то мгновенная частота колебаний в импульсной характеристике убывает (рис. 6.4, сплошная линия), и наоборот.
Дисперсионная характеристика согласованного фильтра – зависимость группового запаздывания trp(f) в фильтре от частоты – определяется производной от фазочастотной характеристики фильтра. Нелинейность фазочастотной характеристики линейных сред, приводящую к зависимости группового запаздывания от частоты, в физике называют явлением дисперсии, что и определило термин «дисперсионная характеристика фильтра». Дисперсионная характеристика согласованного фильтра имеет вид:
, (6.1)
где – фазочастотная характеристика согласованного фильтра;
t0 – постоянная задержка в фильтре.
Для больших , когда , дисперсионная характеристика (6.1) для ЛЧМ-сигналов приобретает вид:
. (6.2)
Выражение (6.2) поясняет формирование импульсной характеристики согласованного с ЛЧМ-сигналом фильтра под воздействием дельта-функции. Группы гармонических составляющих дельта-функции более низких мгновенных частот задерживаются в фильтре на большее время и формируются на выходе позже, чем группы составляющих более высоких частот.
Дисперсионные фильтры используют не только при обработке, но и при формировании сигналов, осуществляемом под воздействием на них коротких радио - или видеоимпульсов.
Поясним механизм сжатия ЛЧМ-сигналов. Группы колебаний более низких мгновенных частот (штриховая линия на рис. 6.4) воздействуют раньше, но задерживаются на большее время. Группы колебаний более высоких частот воздействуют позже, но задерживаются на меньшее время. Это обеспечивает совмещение групп радиоимпульсов с различными несущими частотами. При их синфазном наложении в момент времени to формируется более короткий сжатый радиоимпульс. Условие наложения является необходимым условием синтеза фазочастотной характеристики фильтра в режиме согласования.
| Рис. 6.5. Ультразвуковые (акустические)
линии задержки
|
Аналоговые дисперсионные фильтры часто выполняются на основе акустических линий задержки с поверхностными или объемными волнами (рис. 6.5). Акустические линии позволяют получать приемлемые задержки при малых габаритах вследствие существенно меньшей скорости распространения механических колебаний по сравнению с электромагнитными. На основе использования поверхностных акустических (ультразвуковых) волн можно строить многоотводные линии задержки, обеспечивающие эффект искусствен-ной дисперсии, а на основе использования объемных волн – линии задержки с естественной дисперсией.
Фильтры сжатия с искусственной дисперсией на основе акустических линий задержки с поверхностными волнами (рис. 6.5,а). Звукопровод такой линии выполняют из пьезоэлектрического монокристалла, например из кварца, ниобата лития и т. д. На поверхность кристалла наносят проводящие металлические входные и выходные электроды, например, фотоспособом. Под воздействием входного напряжения между электродами создается переменное электрическое поле. Вследствие пьезоэлектрического эффекта вдоль поверхности электрода возбуждается акустическая волна. Под воздействием этой волны в соединенных между собой электродах из-за обратного пьезоэлектрического эффекта наводятся ЭДС и создаются токи в выходной нагрузке. Требуемая зависимость группового запаздывания от частоты обеспечивается путем расстановки электродов с интервалами, изменяющимися по закону, близкому к закону арифметической прогрессии. При возбуждении линии дельта-импульсом через частотно-неселективный электрод получают импульсную характеристику в виде набора коротких импульсов (в пределе дельта-импульсов), распределенных на длительности с интервалами при по закону арифметической прогрессии. Последовательность таких видеоимпульсов с неизменным периодом Tо =1/f0 свелась бы к наложению гармоник и постоянной составляющей. Последовательность видеоимпульсов с изменяющейся скважностью (рис. 6.5, б) позволяет получить совокупность ЛЧМ-колебаний с девиациями мгновенной частоты , где т=1, 2, … . Неравномерность ЛЧМ-сигналов по амплитуде устраняют путем вариаций длины электродов (аподизации): удлинения в местах разрежения и укорочения в местах сгущения отводов. Балансное построение фильтра (рис. 6.5, а, б), для которого четные гармоники отсутствуют, облегчает выделение нужной нечетной гармоники.
Многоотводные линии описанных конструкций позволяют реализовать фильтры сжатия импульсов с длительностями линейного участка дисперсионной характеристики от единиц до сотен микросекунд, с полосами частот от единиц до сотен мегагерц, с произведениями порядка десятков, сотен и даже тысяч.
Для уменьшения уровня боковых лепестков сжатых радиоимпульсов проводится скругление амплитудно-частотного спектра (весовое суммирование во времени). Для этого обеспечивают необходимое скругление амплитудно–частотной характеристики (АЧХ) фильтра, например за счет разновидности аподизации: уменьшения длины электродов, формирующих крайние мгновенные частоты. В целях скругления АЧХ фильтра используют даже многоэлементные входные и выходные электроды как самостоятельные корректирующие фильтры (каскады) с требуемой частотной зависимостью.
Применение такой несогласованной фильтрации приводит, очевидно, к потерям в отношении сигнал-шум по сравнению со значением 2E/N0 – максимальным отношением сигнал-шум на выходе согласованного фильтра. Кроме того, на выходе фильтра расширяется главный пик ЛЧМ-сигнала. Однако эти недостатки окупаются положительным фактором – снижением уровня боковых лепестков выходного сигнала по оси времени (дальности).
В качестве корректирующих могут быть использованы фильтры, АЧХ которых описываются функциями:
,
где а и b имеют различные значения. Наименьший уровень боковых лепестков для этого класса функций при b = 2 обеспечивается при a = 0,88 (фильтр Хэмминга). Если при согласованной фильтрации ЛЧМ-импульса уровень максимального бокового лепестка относительно главного составляет –13,2 дБ, то при использовании фильтра Хэмминга данный уровень равен – 42,8 дБ. При этом главный максимум расширяется примерно в 1,5 раза, а потери в отношении сигнал-шум составляют 1,34 дБ.
Существуют и другие способы подавления боковых лепестков выходного сигнала. Они сводятся к специальному подбору закона частотной модуляции, отличного от линейного, или формы огибающей зондирующего импульса.
Дисперсионные фильтры на поверхностных волнах отражательного типа содержат прорези, отражающие акустическую волну. Расстояния между прорезями выбираются по закону, близкому к закону арифметической прогрессии (рис. 6.5, в). Достоинством подобных фильтров считают менее жесткие допуски на точность выполнения.
Фильтры сжатия с естественной дисперсией на основе объемных волн в акустических волноводах (рис. 6.5, г) обеспечивают реализацию линейных участков дисперсии от десятых до десятков миллисекунд. Выполняются в виде металлических полосок (лент), толщина h которых соизмерима с длиной акустической волны в металле. Входной и выходной пъезоэлементы обеспечивают возбуждение и съем акустических волн, обычно продольных. Для снижения уровня паразитных отражений боковые торцы волновода покрывают поглотителем. Чтобы ослабить влияние нежелательных типов волн, способных распространяться в акустическом волноводе, используют частотную селекцию на его входе и выходе. Дисперсионная характеристика на рабочем типе волны имеет практически линейный участок. Его средняя частота f0 обратно пропорциональна толщине h, а временная протяженность пропорциональна длине волновода. Акустические фильтры волноводного типа в принципе проще многоотводных на поверхностных акустических волнах, но при реализуемых значениях h сравнительно узкополосные, их параметры поддерживаются менее жестко, чем параметры многоотводных фильтров.
Отметим также, что ЛЧМ-радиоимпульсы и совокупность одновременно излучаемых ЛЧМ радиоимпульсов с одинаковыми параметрами модуляции, но взаимно смещенные по частоте на одну и ту же величину , могут обрабатываться с помощью рециркуляторов со смещающим гетеродином.
Линейно-частотно-модулированный сигнал обладает важным достоинством: он единственный из сложных (широкополосных) радиолокационных сигналов, обеспечивающий одноканальную обработку не только по дальности, но и по радиальной скорости, если (что обычно выполняется). Поэтому устройство обработки оди
| Формирователь зондирующего импульса
|
| Рис. 6.6. Цифровой формирователь ЛЧМ-сигнала современной РЛС
|
ночных ЛЧМ-радиоимпульсов обычно состоит из одного согласованного (дисперсионного) фильтра и амплитудного детектора (детектора огибающей).
Если (что возможно, например, при обнаружении высокоскоростных целей в миллиметровом диапазоне длин волн), то устройство обработки ЛЧМ радиоимпульсов соответствует схеме, показанной на рис. 6.2. В этом случае согласованные фильтры (СФ) являются дисперсионными, а число каналов по скорости определяется формулой:
.
Корреляционно-фильтровая обработка ЛЧМ-сигналов имеет определенные особенности в зависимости от того, осуществляется полная или частичная фазочастотная демодуляция.
В настоящее время широкое применение получили цифровые методы как формирования сигналов на излучение, так и их обработка при приеме. Кроме того, цифровые методы позволяют получить когерентные ЛЧМ-сигналы и реализовать методы когерентной обработки. Примером формирователя ЛЧМ-сигнала может служить схема, представленная на рис 6.7.
Формирователь зондирующего импульса, представляющий собой цифровой синтезатор частот, обеспечивающий формирование линейно-частотно-модулированных сигналов (ЛЧМ) заданной длительности и полосы частот. Диапазон длительностей импульса и полосы частот достаточно широкий, во всяком случае превышает полученные на дисперсных фильтрах.
Преобразователем ПЧ1 и преобразователем СВЧ производится перенос частоты ЛЧМ-сигнала на первую промежуточную частоту и перенос частоты сигнала с первой промежуточной частоты на сверхвысокую частоту (частоту зондирующего сигнала). Усилителем производится усиление сигнала до уровня необходимого входного сигнала передатчика.
Синтезаторами ПЧ1 и СВЧ производится формирование когерентных гетеродинов ПЧ1 и СВЧ (Гт ПЧ1, Гт СВЧ).
Когерентным гетеродином производится формирование высокостабильных опорных сигналов для синтезаторов Гт ПЧ1 и Гт СВЧ, формирователя зондирующего импульса (центральная частота ЛЧМ-сигнала), сигнального процессора (формирование синхронизирующих импульсов, формирования тактовых импульсов для АЦП, формирование опорной частоты для когерентного детектора).
| Рис. 6.7. Типовая структурная схема процессора сигнальной обработки
с когерентным накоплением и фильтром сжатия
для когерентного ЛЧМ-сигнала
|
| Данные от навигационных систем
|
| Синхроимпульсы в устройства АРЛС
|
Сигнальная обработка подобного сигнала в приемнике РЛС производится цифровым сигнальным процессором. Структурная схема подобного процессора приведена на рис 6.7.
Аналого-цифровой преобразователь (АЦП) осуществляет преобразование сигнала промежуточной частоты в цифровые отсчеты.
когерентном детекторе цифровые отсчеты сигнала промежуточной частоты перемножаются с квадратурными отсчетами, формируемые встроенным цифровым управляемым генератором, затем фильтруются встроенным фильтром низких частот.
Фильтром сжатия выполняется сжатие входного ЛЧМ-сигнала. Сжатие выполняется операцией свертки с импульсной характеристикой согласованного фильтра.
Компенсатор движения помехи (КДП) осуществляет сдвиг частоты входных сигналов на величину доплеровской поправки. Сдвиг частоты выполняется путем текущего поворота фаз квадратурных составляющих сигналов.
Фильтр СДЦ – трехкратный рекурсивный фильтр СДЦ с программно изменяемыми амплитудно-частотными характеристиками.
Коды сигналов с выхода процессора сигнальной обработки выдаются на когерентный накопитель (КН) и видеопроцессор (ВП).
Основные (типовые) технические характеристики подобного устройства, полученные на практике для типичной современной РЛС надводного наблюдения
| АЦП
|
| количество разрядов
|
|
| частота входного сигнала
| 30 МГц
|
| тактовая часто
| 40 МГц
|
| Фильтр сжатия
|
| тип модуляции сжимаемого сигнала
| ЛЧМ
|
| длительность сжимаемых сигналов
| 64 мкс, 128 мкс
|
| длительность сжатого сигнала
| 0,4 мкс (после весовой обработки
|
| уровень боковых лепестков сжатого cигнала
| 42 дБ
|
| Фильтр СДЦ
|
| тип фильтра
| перестраиваемый трехкратный рекурсивный фильтр
|
| управление перестройкой фильтра
| программное
|
Полная фазочастотная демодуляция. Если закон модуляции гетеродина полностью повторяет закон модуляции ожидаемого сигнала, то последующая обработка сводится к накоплению демодулированного сигнала в узкополосном фильтре (контуре) с импульсной характеристикой в виде немодулированного по фазе (частоте) колебания. Узкополосный фильтр выполняет роль накопителя (интегратора) на промежуточной частоте.
Рассмотрим случай полной демодуляции непрерывного ЛЧМ-сигнала с периодическим законом изменения частоты. Здесь предполагается, что сигнал с законом изменения частоты:
| Рис. 6.8. Корреляционно-фильтровая обработка непрерывного KXМ-сигнала с периодическим законом изменения частоты: а – закон изменения мгновенной частоты отраженного и гетеродинного колебаний; б – колебания разности частот , ; в – многоканальный спектроанализатор
|
излучается через частотно независимую несканирующую антенну. От целей приходят непрерывные отраженные сигналы
uc(
t) с законами изменения мгновенной частоты
fc(
t)=
f(
t–t3) (рис. 6.9, а, в).
Если t3 <<T, то в качестве гетеродинного ur(t) можно взять смещенное на промежуточную частоту зондирующее колебание. На выходе смесителя формируются колебания ur(t) разностной частоты (рис. 6.8, б), так называемой частоты дальности, принимающей на большей части периода Т значение:
.
Для выделения колебаний на схеме (рис. 6.8, в) предусмотрен спектроанализатор в виде набора полосовых фильтров (ПФ) с амплитудными детекторами (Д). Полосы пропускания фильтров выбираются обратными длительностям когерентно обрабатываемых сигналов. Когда условие tз <<Т не соблюдается, спектроанализатор разбивается на группы фильтров. На предшествующие им смесители подаются сдвинутые по времени гетеродинные напряжения. Если дополнительно реализуется обзор пространства, например путем частотного сканирования, то принимаемые колебания оказываются импульсными, что учитывается при подборе полос пропускания фильтров спектроанализатора. Моменты прихода импульсов могут давать информацию об угловой координате.
| Рис. 6.9. Корреляционно-фильтровая обработка ЛЧМ-сигнала с частичной фазочастотной модуляцией: а – зависимости изменения мгновенной частоты по времени обрабатываемых и гетеродинных колебаний; б – сигналы на выходе устройства
|
Частичная фазочастотная демодуляция. Этот случай рассмотрим на примере обработки ЛЧМ-сигнала с большой частотной девиацией, обеспечивающей разрешение целей (элементов цели) в некотором стробе дальности, выставляемом, например, по результатам предыдущей более узкополосной локации. В качестве гетеродина можно использовать генератор ЛЧМ-колебаний, длительность которых превышает сумму длительностей сигнала и наблюдаемого строба, а производная частоты
dfг/
dt которых близка, но отличается от соответствующей производной колебаний сигнала. В результате гетеродинирования девиация принимаемого сигнала существенно снижается до величины , отличной, однако, от нуля (рис. 6.9).
| Рис. 6.10. Согласованная фильтрация фазоманипу-лированного радиоимпульса: условное изображение ФМ-радиоимпульса (а); импульсной характеристики согласованного фильтра (б); согласованный фильтр (в); условное изображение обрабатываемых колебаний на входе (г); и выходе сумматора (д); сигнал на выходе согласованного фильтра (е)
|
Несмотря на сужение полосы частот, разрешающая способность по дальности в выделенном стробе не ухудшается. В дополнение к имеющемуся взаимному временному смещению отраженные целями (элементами цели) радиоимпульсы получают при гетеродинировании дополнительные частотные смещения и, как следствие, дополнительные временные смещения в фильтре сжатия, зависящие от дальности. Расширение сжатых импульсов из-за сужения полосы частот канала обработки сопровождается общим растяжением масштаба времени и не ведет к ухудшению разрешающей способности по дальности. Уменьшение же частотной девиации упрощает фильтр сжатия и последующий тракт обработки в условиях малоцелевой локации.