Фильтров подавления

 

Рис. 8.22. Схема однократного череспериодного вычитания

Принципы построения входящих в состав оптимального фильтра оптимального (согласованного) фильтра одиночного импульса (ОФОИ) и когерентного накопителя (ГФН) были рассмотрены ранее. Напомним лишь, что когерентные накопители могут быть реализованы в виде аналоговых и цифровых рециркуляторов, многоотводных линий задержки с сумматором. В этой связи основное внимание сосредоточим далее на принципах построения и особенностях ГФП помехи.

Простейший гребенчатый фильтр подавления выполняется по схеме однократного череспериодного вычитания (ЧПВ) (рис. 8.22). Линия задержки осуществляет задержку точно на период посылки зондирующих сигналов Т_п. Фазовращатель вносит сдвиг по фазе на угол φ. Найдем частотную характеристику цепи как отношение выходного напряжения ко входному, если последнее представляет комплексную гармонику произвольной частоты ехр(j2πft):

. (8.10)

Отсюда находим амплитудно-частотную характеристику (АЧХ) цепи графически представленную на рис. 8.23:

.

Из формулы (8.10) следует, что АЧХ имеет минимумы (провалы) через интервалы 1/Т_n , положение которых можно изменять, подбирая необходимую величину φ. Можно подобрать такое положение провалов, чтобы они совпадали с положением гребней спектра пассивной помехи, определяемые радиальной скоростью движения мешающих отражателей.

Рис. 8.23. Амплитудно-частотная характеристика устройства однократного ЧПВ

Полезные сигналы, отраженные от цели, также являются когерентными в смежных периодах зондирования и, проходя через устройство когерентного подавления помехи, искажаются. В этой связи наряду с АЧХ используют амплитудно-скоростную характеристику (АСХ), определяющую зависимость амплитуды сигнала на выходе устройства ЧПВ от разности скоростей цели и источников помехи. Амплитудно-скоростная характеристика К(Δv_r) устройства ЧПВ (рис. 8.22) по форме совпадает с его амплитудно-частотной характеристикой (рис.8.23).

Радиальные скорости цели, для которых амплитуда сигнала на выходе устройства ЧПВ обращается в нуль (рис. 8.23), называют слепыми скоростями. Значения слепых скоростей определяются соотношением:

где v_{r п.ср} – средняя радиальная скорость перемещения источников пассивных помех, п = 0, ± 1, ± 2,... .

Если устройство ЧПВ настроено на подавление помех от местных неподвижных предметов (v_{r п.ср} = 0), то слепые скорости определяются из соотношения:

.

В этом случае слепая скорость цели – это такая радиальная ее скорость, при которой цель за время, равное периоду повторения импульсов Т, проходит расстояние, кратное половине длины волны РЛС. При таком изменении расстояния фаза сигнала от импульса к импульсу не изменяется, так как набег фаз на удвоенном пути 2r = 2(nλ,/2) определяется соотношением:

,

при выполнении которого обеспечивается полная компенсация сигнала наряду с пассивной помехой.

Наиболее распространенным способом устранения слепых скоростей является изменение (вобуляция) периода повторения зондирующих импульсов.

Наряду с АЧХ и АСХ для описания устройства ЧПВ используют характеристику, представляющую собой зависимость отношения сигнал-помеха на его выходе (или коэффициента подпомеховой видимости) от разности скоростей цели и источников помехи. Эта характеристика одновременно учитывает прохождение и помехи, и сигнала через устройство ЧПВ.

Рис. 8.24. Схема устройства двукратного ЧПВ

Для более качественного приближения частотной характерис-тики к оптимальной на практике используют устройства многократного

Рис. 8.25. Амплитудно-частотная характеристика устройства двукратного ЧПВ

вычитания. На рис. 8.24 показан пример устройства двукратного вычитания, использующего последовательное включение двух устройств однократного ЧПВ. Амплитудно-частотную характеристику К₂(f) устройства двукратного вычитания (рис. 8.25) можно получить, перемножая амплитудно-частотные характеристики устройств однократного череспериодного вычитания:

.

Как отмечалось выше, для характеристики эффективности устройств СДЦ можно использовать коэффициент подавления помехи. Определяя мощности помехи на входе

Р_вх = и выходе Р_вых = М{[u_вх (t) - u_вх (t - Т_п ]² }

устройства однократного ЧПВ, после преобразований получим выражение для коэффициента подавления помехи:

,

где ,

r(T)– коэффициент междупериодной корреляции флуктуации пассивной помехи.

Для устройства двукратного вычитания коэффициент подавления определяется в виде:

,

где r(2Т_п) – коэффициент, учитывающий корреляцию флуктуации помехи за два периода повторения импульсов

Рис. 8.26. Зависимости величины коэффициента подавления помехи с КФ гауссовского вида от количества ступеней вычитания с учетом внутриприемных шумов и коэффициента междупериодной корреляции помехи

На рис. 8.26 приведены зависимости коэффициента подавления помехи с корреляционной функцией (КФ) гауссовского вида от количества ступеней вычитания (n_ст)с учетом внутриприемных шумов. Анализ этих зависимостей показывает, что на практике целесообразно использовать не более 4 – 6 ступеней вычитания, поскольку при дальнейшем увеличении количества ступеней прирост величины коэффициента подавления незначителен

Коэффициенты подпомеховой видимости устройств однократного и двукратного вычитания, определяемые с учетом ранее приведенного соотношения:

 

;

.

Отсюда следует, что коэффициент подпомеховой видимости зависит как от коэффициента междупериодной корреляции флуктуации помехи, так и от разности доплеровских частот сигнала и помехи

ΔF_Д = F_Д.с - F_Д.п.

В системах СДЦ необходима адаптация к случайной средней скорости радиального перемещения по отношению к РЛС мешающих, например, дипольных отражателей («компенсация ветра»). В устройствах ЧПВ это может быть осуществлено путем автоматизированного или неавтоматизированного управления фазовращателем или частотой колебаний гетеродина, предшествующего устройству череспериодной компенсации. Эта задача решается также в автокомпенсаторах пассивных помех. На рис. 8.27 представлены схемы однократного квадратурного (рис. 8.27,а) и гетеродинного (рис. 8.27,б) автокомпенсаторов пассивных помех. Коэффициент подавления однократного компенсатора определяется в виде:

.

Рис. 8.27. Автокомпенсаторы пассивных помех: а– квадратурный; б– гетеродинный

На рис. 8.27 показана схема гетеродинного автокомпенсатора с двухкратным вычитанием. Автокомпенсаторы автоматически отслеживают положение, форму и глубину провалов АСХ в соответствии с динамикой изменения помехи.

В заключение отметим особенности цифровой обработки сигналов на фоне пассивной помехи. В этом случае алгоритмы СДЦ могут быть реализованы с помощью спецпроцессоров. Так, при цифровой обработке во временной области для адаптации к пассивным помехам могут быть использованы оптимальные алгоритмы оценивания корреляционной матрицы (весового вектора). Не исключается также и применение квазиоптимальных методов оценивания на базе корреляционных автокомпенсаторов.

При цифровой обработке в частотной области с помощью БПФ формируется набор доплеровских каналов. При этом каналы, настроенные на доплеровскую частоту помехи, из обработки исключаются

.

Декорреляция выходного и компенсирующего напряжений, обеспечивающаяся за счет корреляционной обратной связи, оказывается признаком минимизации дисперсии помехи.