ОДНОТАКТНЫЕ УСИЛИТЕЛИ ПРЯМОГО УСИЛЕНИЯ

ОДНОТАКТНЫЕ УСИЛИТЕЛИ ПРЯМОГО УСИЛЕНИЯ. Однотактные УПТ прямого усиления по сути своей являются обычными многокаскадными усилителями с непосредственной связью.

В таком усилителе резисторы Rэ1 и Rэ2 не только создают местную последовательную ООС по току, но и обеспечивают необходимое напряжение в своих каскадах. В многокаскадном усилителе наблюдается последовательное повышение потенциала на эмиттере транзистора каждого последующего каскада.

Необходимость повышения потенциалов эмиттера от каскада к каскаду обусловлена тем, что за счет непосредственной связи потенциал коллектора у каждого последующего транзистора оказывается выше, чем у предыдущего. Обеспечить необходимый режим покоя в каскадах рассматриваемого усилителя можно и за счет последовательного уменьшения номиналов коллекторных резисторов от каскада к каскаду Rк1 Rк2 . Однако в этом случае, как и в рассмотренном выше, будет падать усиление УПТ. При разработке УПТ целесообразным является выбор эмиттерных резисторов по заданным значениям коэффициентов усиления и Sнс, а рабочие напряжения можно обеспечить путем дополнительных мер. На рис. 2 приведены принципиальные схемы двух вариантов каскадов УПТ, в одном из которых а потенциал эмиттера устанавливается за счет балластного сопротивления Ro во втором б - за счет применения опорного диода D. Отметим, что вместо опорного диода можно включить несколько обычных прямосмещенных р-п переходов.

Часто используются сочетания обоих вариантов схем, приведенных на рис. 2. При разработке УПТ необходимо обеспечивать согласование потенциалов не только между каскадами, но и с источником сигнала и нагрузкой.

Если источник сигнала включить на входе усилителя между базой первого транзистора и общей шиной, то через него будет протекать постоянная составляющая тока от источника питания EK. Для устранения этого тока обычно включают генератор входного сигнала между базой транзистора Т1 и средней точкой специального делителя напряжения, образованного резисторами R1 и R2. На рис. 3 приведена принципиальная схема рассматриваемого входного каскада УПТ прямого усиления.

При правильно выбранном делителе потенциал его средней точки в режиме покоя равен потенциалу покоя на базе первого транзистора. Нагрузка усилителя обычно включается в диагональ моста, образованного элементами выходной, цепи УПТ. На рис. 4 приведена принципиальная схема такого выходного каскада УПТ. Рассматриваемый здесь способ включения нагрузки используется для получения Uн 0 при Еr 0. Номиналы резисторов R3 и R4 выбираются таким образом, чтобы напряжение средней точки делителя равнялось напряжению на коллекторе выходного транзистора в режиме покоя.

При этом в нагрузке для режима покоя не будет протекать тока. В каждом каскаде УПТ прямого усиления за счет резисторов в цепи эмиттера образуется глубокая ООС. Поэтому для определения входного сопротивления Kuoc каскада ОЭ здесь можно пользоваться формулами и KuОС - Rкн Rэ соответственно.

Обычно максимальное усиление свойственно первому каскаду, у которого Rк имеет наибольшее значение. Однако и в последующем каскаде УПТ, где Rк меньше, все равно его номинал должен быть больше номинала Rэ. В многокаскадных УПТ прямого усиления может происходить частичная компенсация дрейфа нуля. Так, положительное приращение тока коллектора, первого транзистора вызовет отрицательное приращение тока базы и, следовательно, тока коллектора второго транзистора.

В результате суммарный дрейф нуля второго каскада может оказаться меньше, чем в отсутствие первого каскада в идеальном случае и сведен к нулю. Заметим, что полная компенсация дрейфа нуля возможна лишь при специальном подборе элементов и только для некоторой конкретной температуры. Хотя на практике это почти и недостижимо, тем не менее в УПТ с четным числом усилительных каскадов наблюдается снижение дрейфа нуля. Способ построения УПТ на основе непосредственной связи в усилительных каскадах с глубокой ООС может быть использован для получения сравнительно небольшого коэффициента усиления в несколько десятков при достаточно большом. Если в таких УПТ попытаться повысить Кu, то неизбежно получим резкое возрастание дрейфа нуля, вызванного не только температурной нестабильностью, но и нестабильностью источников питания.

Отметим, что применение традиционных методов уменьшения влияния нестабильностей Ек с помощью фильтрующих конденсаторов здесь не дает желаемого результата слишком низкие частоты. Для снижения температурного дрейфа в УПТ прямого усиления иногда применяют температурную компенсацию. В настоящее время в качестве термокомпенсирующего элемента обычно используется диод в прямом смешении, включенный в цепь базы транзистора.

Принцип построения таких устройств практически одинаков для усилителей постоянного и переменного тока. Все рассмотренные выше УПТ имеют большой температурный дрейф eдр составляет единицы милливольт на градус. Кроме того, в них отсутствует зримая компенсация временного дрейфа и влияния низкочастотных шумов. Эти факторы могут оказаться даже более существенными, чем температурный дрейф нуля. Отмеченные недостатки усилителей прямого усиления в значительной степени преодолеваются в УПТ с преобразованием модуляцией сигнала. 3. УСИЛИТЕЛИ С ПРЕОБРАЗОВАНИЕМПри усилении малых сигналов постоянного тока или напряжения часто применяют усилители с преобразованием постоянного тока в переменный.

Такие УПТ имеют малый дрейф нуля, большой коэффициент усиления на низких частотах и не нуждаются в подстройке нулевого уровня.

На рис. 5 приведена структурная схема усилителя с преобразованием постоянного тока в переменный. На этой схеме использованы следующие обозначения М-модулятор. Ус-усилитель переменного тока, ДМ-демодулятор. Такой УПТ часто называют усилителем с модуляцией и демодуляцией МДМ . В УПТ с МДМ входной сигнал постоянного напряжения Uвх или тока сначала преобразуется в пропорциональный ему сигнал переменного напряжения с помощью модулятора М, потом усиливается обычным усилителем Ус, а затем Демодулятором ДМ преобразуется в сигнал постоянного напряжения.

Поскольку в усилителях переменного тока например, с RC-связью дрейф не передается от каскада к каскаду, то в МДМ усилителях реализуется минимальный дрейф нуля. Работу рассматриваемого усилителя удобно проиллюстрировать с помощью временных диаграмм напряжений или токов в основных точках схемы рис. 5, которые приведены на рис. 6. Преобразование постоянного Uвх в переменное осуществляется с частотой сигнала управления модуляции Uупр, обычно имеющего вид меандра.

Для успешной работы УПТ с МДМ необходимо, чтобы частота сигнала управления была, как минимум, на порядок выше максимальной частоты входного сигнала. Из многообразия возможных вариантов построения модуляторных устройств наибольшее распространение получили транзисторные модуляторы прерыватели или малотоковые переключатели. Рассмотрим работу простейшего транзисторного модулятора, принципиальная схема которого приведена на рис. 7. Рис. 7 Здесь постоянное входное напряжение Uвх приложено между эмиттером и коллектором n-p-n транзистора, который с помощью трансформатора Тр управляется сигналом Uупр. Транзистор работает как ключ, т. е. он имеет два рабочих состояния открыт режим насыщения и закрыт режим отсечки. Если в режиме отсечки сопротивление транзистора велико, то в режиме насыщения оно близко к нулю. В результате ток через транзистор будет прерываться с частотой сигнала управления.

Этот ток и является входным сигналом для усилителя переменного тока Ус. Связь устройств М и Ус обычно осуществляется через разделительный конденсатор.

Схема на рис. 7 обращает на себя внимание тем, что в ней представлен транзистор в инверсном включении. Действительно, в транзисторных модуляторах получило распространение инверсное включение транзистора. Дело в том, что дрейф нуля в УПТ с МДМ в основном определяется дрейфом модулятора, который обусловлен нестабильностью остаточных параметров транзистора тока и напряжения. Известно, что транзистор в инверсном включений имеет существенно меньшие остаточные параметры, чем в прямом включении.

Это преимущество инверсного включения транзистора особенно ярко проявляется в значении остаточного напряжения. Напомним, что остаточный ток планарного транзистора чрезвычайно мал и для прямого включения десятые или сотые доли наноампер, поэтому использование инверсного включения имеет смысл именно для уменьшения остаточного напряжения.

С помощью формул Эберса-Молла можно получить расчетные отношения для остаточного напряжения прямого Uост и инверсного UостI включения транзистора при токах коллектора, близких к нулю Из 1 следует, что UостI Uост, поскольку, т. е. при малых токах коллектора инверсное включение транзистора лучше подходит для использования в модуляторах. Современные транзисторы при и оптимальном токе базы имеют. Для качественных УПТ эту величину не всегда можно считать удовлетворительной.

Меньшего остаточного напряжения можно достичь с помощью компенсированного модулятора ключа на двух инверсно включенных транзисторах, принципиальная схема которого приведена на рис. 8. Здесь транзисторы включены встречно, и поэтому их остаточные параметры должны компенсировать друг друга. Так, для остаточного напряжения рассматриваемого модулятора UостК можно записать UостК Uост1 - Uост2 2 где Uост1 , Uост2 остаточные напряжения транзисторов Т1 и Т2 соответственно.

Из 2 следует, что снижения UостК , а следовательно, и дрейфа всего УПТ можно достичь за счет того, что Uост1 Uост2. Минимальный разброс параметров транзисторов можно получить при их изготовлении на одной подложке в едином технологическом цикле. Такие модуляторные транзисторы, являющиеся простейшими ИС, и получили основное применение в современных УПТ с МДМ например, ИС К101КТ1 . Остаточное напряжение в них обычно не превышает 100 мкВ. Рис.8 С точки зрения современных требований к электронным устройствам рассмотренные модуляторы имеют существенный недостаток, состоящий в присутствии электромагнитных трансформаторов, которые очень трудно изготовить в виде ИС. Отметим, что иногда трансформаторы в модуляторах удается заменить оптронами.

При работе с источниками входного сигнала с малыми Uвх и большими внутренними сопротивлениями Rг лучшие результаты получаются, когда модулятор выполняется на полевых транзисторах. Дело в том, что при токе стока, равном нулю, они имеют нулевое остаточное напряжение чего нет в биполярных транзисторах. Это обусловлено тем, что проводимость цепи между стоком и истоком имеет, как правило, резистивный характер сопротивление канала. Кроме того, большое Rвх позволяет использовать управляющие сигналы малой мощности.

Однако с возрастанием Uвх и уменьшением Rг преимущества таких модуляторов исчезают. В качестве демодулятора ДМ можно использовать различные электронные Устройства.

Простейшим демодулятором является обычный двухполупериодный или мостовой выпрямитель с фильтром на выходе. Более совершенным следует считать демодулятор, выполненный как фазочувствительный выпрямитель. На рис. 9 приведена принципиальная схема одного из вариантов демодулятора - фазочувствительного выпрямителя. Она удобна тем, что ее основу составляет уже использованный в модуляторе модуляторный транзистор, состоящий из двух транзисторных структур в инверсном включении. Рис. 9 На вход демодулятора поступает переменное напряжение U2 с усилителя.

В базовые цепи транзисторов посредством трансформатора поступает общий управляющий сигнал Uупр. Транзисторы здесь открываются лишь при положительных потенциалах баз, что происходит именно в момент поступления на вход информационного сигнала, усиленного с помощью усилителя Ус. Такой модулятор успешно функционирует в широком диапазоне рабочих сигналов. Емкость Сф выполняет функции сглаживающего фильтра. Достичь существенного улучшения электрических, эксплуатационных и массогабаритных показателей УПТ можно за счет их построения по балансным схемам. 4.