РАДИОЭЛЕКТРОННЫЕ УСТРОЙСТВА (СПРАВОЧНИК)

Б.И.ГОРОШКОВ

 

РАДИОЭЛЕКТРОННЫЕ УСТРОЙСТВА (СПРАВОЧНИК)

Издательство «Радио и связь», 1984

ПРЕДИСЛОВИЕ

 

Радиоэлектронные устройства находят широкое применение в различных отраслях народного хозяйства. Создание новых радио­электронных приборов связано с большим и кропотливым трудом. В процессе разработки аппаратуры много внимания приходится уде­лять сбору информации и анализу существующих схемных решений. При этом необходимо учитывать, что применение той или иной схе­мы зависит от условий эксплуатации и прежде всего от климатиче­ских условий, согласования с источником сигнала и нагрузочными цепями. Немаловажное значение имеет элементная база, на основе которой разрабатывается аппаратура. В поиске и-выборе схемных решений существенную помощь может оказать систематизированная и обобщенная информация о существующих схемах различных устройств. Несмотря на то, что за последнее время был выпущен ряд работ, в которых отражалась схемотехника различных устройств радиоэлектроники, на сегодняшний день нет работы, охватывающей по возможности все или почти все устройства общего назначения. Настоящая работа предназначена в той или иной степени устранить этот пробел.

Наряду с.разработками автора в справочнике приведены схемы, которые были собраны за период, начиная с 1961 г. по настоящее время, из очень многих литературных источников, изданных в СССР и за рубежом. Как показал анализ публикуемых схем, большинство из них, за исключением незначительного количества первоначаль­ных, обладает существенной преемственностью по отношению к пре­дыдущим решениям. В связи с этим в данной работе оказалось за­труднительным дать ссылку на источник каждой электрической схе­мы. Автор выражает искреннюю благодарность авторам .всех исполь­зованных в работе схем за их кропотливый труд по расчету и экспе­риментальному изучению схем.

Ввиду справочного характера книги описание схем носит лако­ничный характер. В них, как правило, приведены только основные технические характеристики и самые необходимые расчетные соотно­шения. Тем не менее работа может быть полезной широкому кругу лиц, занимающихся созданием радиоэлектронных устройств, являясь опорной базой для создания более совершенных узлов

Отзывы и критические замечания по содержанию книги, а также предложения по усовершенствованию приведенных схем следует на­правлять по адресу: 101000, Москва, Почтамт, а/я 693 издательство «Радио и связь», Массовая радиобиблиотека.

Автор

 

Глава 1

МИКРОСХЕМЫ И СХЕМЫ ИХ ВКЛЮЧЕНИЯ

В настоящее время операционные усилители (ОУ) получи­ли наиболее широкое распространение среди аналоговых интеграль­ных схем. Это обусловлено… Операционные усилители строятся на основе трех- или двухкас-кадных структурных… Большое количество различных типов ОУ, выпускаемых серийно, можно разбить на две большие группы по их элементной базе.…

Рис. 1.1 Рис. 1.2

 

Вместо коллекторных резисторов применяют аналогичную схему. Принципиальная схема усилителя с переменной крутизной представ­лена на рис, 1.3. Для данной схемы справедливы следующие соотно­шения:

Для суммарного тока дифференциального каскада можно получить

Передаточная проводимость при этом- равна

Схема токового зеркала, используемая для питания дифференциаль­ного каскада и реализованная на транзисторах VT3 и VT4, описы­вается следующим соотношением: S = I₀/I₃ = h_21E/(h_21E+2). Если коэффициент передачи тока транзисторов VT3 и VT4 уменьшается до 20, что вполне реально для малых коллекторных токов, то отно­шение 5 равно 0,9 вместо 1, т. е. появляется погрешность передачи токов. Для уменьшения этой погрешности обычно применяют более сложные схемы токового зеркала, позволяющие получить значитель­но меньшую погрешность при равном коэффициенте передачи тока используемых транзисторов. Так, схема, реализованная на транзи­сторах VT13 — VT15, обеспечивает коэффициент усиления K=0,9 при коэффициенте передачи по току h_21Е = 4 и описывается выраже­нием

Если к высокоомному выходному каскаду с переменной крутиз­ной подключить буферный эмиттерный повторитель, то в результате получится регулируемый ОУ.

 

Рис. 1.3

Рис. 1.4

 

Примером программируемого ОУ является интегральная микро­схема К140УД12. Упрощенная схема этого ОУ приведена на рис. 1.4. Управление входными параметрами ОУ осуществляется регулировкой рабочего тока. Входной каскад ОУ построен по каскодной схеме на комплементарных транзисторах, причем транзисторы типа n-р-n имеют большой коэффициент передачи тока, а у транзисторов типа р-n-р он может изменяться. Тем самым обеспечивается полная сим­метрия входного каскада. Так как эмиттерные токи транзисторов VT1 и VT2 определяются их базовыми токами, то входное сопро­тивление ОУ и коэффициент усиления входного каскада также за­висят от эмиттерных токов VT1 и VT2, а следовательно, могут ре­гулироваться изменением рабочего тока по входам Si, 5₂. Входное сопротивление такого ОУ примерно в .2 раза больше, чём у ОУ с простейшим дифференциальным каскадом, вследствие использова­ния каскодной схемы. Кроме высокого входного сопротивления кас-кодный усилитель обладает лучшими частотными характеристика­ми, ,в частности, за счет уменьшения коэффициента пересчета емко­стей переходов коллектор — база транзисторов VT1 и VT2 ко входу по сравнению со схемой с общим эмиттером. Эмиттерный повтори­тель на транзисторе VT7 и схема сдвига уровня на транзисторах VT4 и VT6 предназначены для согласования входного дифференци­ального каскада и выходного буферного усилителя. Транзисторы VT21 и VT22 устраняют искажения, возникающие в выходном кас­каде, построенном на комплементарных транзисторах и работающем в режиме АВ. Транзисторы VT23 и VT24 служат для защиты выход­ного каскада от короткого замыкания.

Для формирования управляющего тока I₈ могут использовать­ся самые различные способы. Чаще всего для этой цели применяют достаточно высокоомный резистор, который подключают к отрица­тельному полюсу источника питания и при необходимости заменяют источником тока на биполярном или полевом транзисторе.

Помимо коэффициента усиления и входного сопротивления при изменении тока I₅ можно регулировать входной ток, токовые шумы и напряжение шумов (ОУ). При заданном внутреннем сопротивле­нии источника сигнала с помощью регулировки управляющего тока I можно оптимальным образом согласовать шумовые параметры ОУ с характеристиками источника сигнала. При использовании ОУ при минимальном напряжений питания изменением тока управления устанавливается минимальная мощность потребления в режиме покоя.

 

Таблица 1.1

Тип ОУ	Uп.в	Iпот. МА,	Kу. uminx х103	Uсм. мВ	Iвх. нА	ДIвх. нА	Rвх, МОм	Uвх. сф, В	Uвых, В	Kос.сф, дБ	Kвл,пмкВ/В	ft. МГц	Uuвых,В/мкс	TK Uсм. мкВ/К	TK Iвх, нА/к;	TK ДIвх, нА/К	Uп.mах Uп.min
К140УД1А (Б)	±6,3	4,2	0,4		8-103	3-103	0,004	±3	±2,8
	±12,6)	(8)	0,3)		(12- 103)			(±6)	(±5,7)
К140УД2А (Б)	±6.3						0,3	±6	±10	—	—		—		—	—	—
	±12,6)	(5)	(3)	(7)				(±3)	(±3)
К140УД5А (Б)	±12,6		1.5		103	3-102	—	—	—		—					—	13(6)
		(16)	(2,5)	(5)	(5-103)	(103)				(60)		(И)	(6)	(6)	(25)
К140УД6А (Б)	±15	2,8						±11	±11		-200	1,0	2,5			0,1	20(5)
			(50)	(8)	(50)	(15)	(2)			(70)			(2)	(40)	(25)	(0,3)
К140УД7А (Б)	±15	2,8					0,4	±12	±11,5			0,8	0,3		—		20(5)
		(3,5)		(10)	(550)	(200)			(±10,5)
К140УД8А (Б)	±15				0,1(0,5)	0,1	102	±10	±10		—	1,0	2,5		—	—	—
		(5)	(20)	(100)										(10О)
К140УД9	±15	3,6					—	—	—		—	1,0	0,2		—		18(9)
К140УД10	±15							±11,5	±10		—				—		18(5)
К140УД11	±15-						—	—	—		—				—	—	18(5)
К140УД12	±15	0,03					—	—	—		—	0,3	0,1	—	—	—	t8(5)
(IУ — 1,5/1 5 мА)		(0,2)	(100)	(5)	(50)	(15)						(1)	(0,8)
К140УД13	±15		0,007	0,5	3 -	0,3		±10	±0,5			—	—	0,5	—	0,003	—
К НОУ ДНА (Б)	±15	0,6		2(7,5)		0.2		—	±13		—	0,3	0,05		0,02	2,5	18(5)
		(0,8)	(25)		(7)	(1)	(10)					(0,2)		(30)		(10)
К153УД1А (Б)	±15			7,5			0,2	±8	±10		—	1,0	0,2			0,8	18(9)
К553УД1	±15			7,5			0,2	±8	± 9		—	1,0	0.2			0,8	18(9)
К153УД2	±15						0,3	±12	±11		—	1,0	0,6		—	—	18(5)
К553УД2	±15			7,5			0,3	±12	±10		—	1,0	0,6		—	—	18(5)
К153УДЗ
К553УДЗ	±15	3,6					0,3	±8	±10		—	1,0	0,2		—	—	18(9)
К153УД4	± 6	0,8					0,2	±5	± 4		—	1,0	0,1		—		7(3)
К153УД5	±15	__		2,5			1,0	±13,5	±10		—	1,0	—		—	0,5	16(5)
К154УД1 К154УД2 К154УДЗ	±15 ±15 ±15	0,12 6	150 90 8	3 2 9	20 100 200	10 20 30		±10 ±10 ±10	±12 ±10 ±10	85 85 80	100 85 75	1,0 15 15	10 150 80	15 5 10	—	0,15 0,3 0,05	18(5) 18(5) 18(5)
К157УД1	±15						—	—	±12		—	0,5	0,5		—		18(3)
К157УД2	±15						—	—	±13		—	1 ,0	0,5		—		18(3)
К544УД1А (Б)	±15	3,5	50 (20)	30 (50)	0,15 (1)	0,05 (0 5)	—	±13,5	±10		—	1,0		30 (10О)	—	—	—
К544УД2 К574УД1А	±15 ±15	5,5 5,5	150 150	60 20	0,6 0,1	0,02 0,02	10 10 .	±10 ±12	±13 ±12	60 80		18 18			0,1	0,006
К574УД1Б К574УД1В	±15 ±15	5.5 5,5	150 150	20 60	0,1 0,6	0,02 0,02	10 10	±12 ±12	±12 ±12	60 60	100 100	18 18	90 90	30 30	—	—	—

 

Примечание: Un — напряжение питания; I_пот — потребляемый ток; K_{у и min} — минимальный коэффициент усиления; Uсм — напряжение смещения; I_вх — входной ток; ДI_вх — разность входных токов; R_вx — входное сопротивление; Uвх cф — максимальное входное синфазное напряжение; U_вых — выходное напряжение; К_ос.сф — коэффициент ослабления входного синфазного напряжения; fi — граничная полоса частот; v_uвых. — скорость нарастания выходного напряжения; ТК Uca — температурный коэффициент смещения: ТК Iвт — температурный коэффициент входного тока; ТК ДIвх — температурный коэффициент разности входных токов; U_n.max/U_n.min — пределы изменения питающего напряжения; Kвл. п — коэффициент подавления изменения питающего напряжения.

 

Основным недостатком программируемого ОУ К140УД12 явля­ется относительно невысокая скорость нарастания выходного сигна­ла, обусловленная применением внутренней цепи коррекции ампли-тудно-частотной характеристики и равная примерно 0,5 В/мкс. Ско­рость нарастания определяет в данном случае и граничную частоту пропускания ОУ для режима большого сигнала. Для синусоидаль­ного напряжения справедливо следующее выражение: wA_mах< v_{u вых}, где v_Uвых — скорость нарастания. Это соотношение опре­деляет условия неискаженной передачи синусоидального сигнала заданной амплитуды A_mах и частоты w.

Параметры ОУ. Широкое применение ОУ выдвигает самые раз­нообразные требования к его характеристикам. Их параметры при­ведены в табл. 1.1, рассмотрим некоторые из них.

Коэффициент усиления K_у._и определяется отношением измене­ния выходного напряжения к изменению на входе K_у.и = АU_вых/ДU_вх. Величина ДU_Вх = U₊ — U_-, где U_ — напряжение на инвертирующем, a U+ — на неннвертирующем входах ОУ. В сов­ременных ОУ коэффициент K_у.u = 10³ — 10⁶.

Напряжение смещения U_См определяется как дифференциаль­ное напряжение, которое необходимо подать на вход ОУ, чтобы на его выходе установился нулевой потенциал. Напряжение U_см для ОУ с биполярными транзисторами на входе, может лежать в преде­лах 3 — 10 мВ. Для ОУ с полевыми транзисторами на входе напря­жение смещения составляет 30 — 100 мВ. Это объясняется в основ­ном большим разбросом напряжения затвор — исток применяемых полевых транзисторов.

Входной ток I_вх определяется среднеарифметическими значе­ниями токоз на инвертирующем и неннвертирующем входах ОУ, когда входное напряжение создает на выходе нулевое напряжение. Этот ток для ОУ с биполярными транзисторами на входе лежит з пределах 0,02 — 10 мкА. Для входных каскадов с полевыми тран­зисторами входные токи равны единицам нанзампер и меньше.

Разность входных токов ДI_Вх=|I₊ — I_-| измеряется при нуле­вом выходном напряжении. Эта величина лежит в пределах 20 — 50 % Iвх. Параметр ДI_вх характеризует асимметрию входного каскада.

Коэффициент ослабления синфазного входного напряжения К_сс.сф = 20 log K_у.u/K_у.сф — отношение коэффициента усиления на­пряжения к коэффициенту усиления синфазного входного напряже­ния ОУ. Значение K_ос.сф лежит в пределах 60 — 100 дБ.

Частота единичного усиления f₁ — частота, на которой коэффи­циент усиления ОУ равен единице. Максимальное значение f₁ для ОУ может доходить до нескольких десятков мегагерц.

Скорость нарастания выходного напряжения v_Uвых опреде­ляется при подаче на вход максимально допустимого импульсного сигнала прямоугольном формы с минимальным фронтом или спадом. Для ОУ, поставленного в режим повторителя,.этот параметр лежит в диапазоне 0,3 — 50 В/мкс. Для некоторых типов ОУ лараметр РУВЫХ зависит от полярности входного прямоугольного сигнала.

Коэффициент влияния нестабильности источника питания K_вл.ип для ОУ характеризуется сбалансированностью всех ступеней передачи входного напряжения. Значительный вклад в эту характери­стику вносит входной каскад. При изменении положительного или отрицательного напряжения питания на вьТЧоде ОУ возникает на­пряжение. Отношение приведенного ко входу изменения выходного напряжения к вызывающему его изменению напряжения питания определяет Kвл.ип. Типовое значение Kвл.ип находится в пределах 20 — 200 мкВ/В.

МИКРОСХЕМЫ СЕРИИ К140

Микросхема К140УД1.Операционный усилитель К140УД1 (рис. 1.5) является наиболее простым из всех существующих подоб­ных устройств. Первый каскад… Операционные усилители этой серии выпускаются двух типов, рассчитанных на… Подключение корректирующих элементов осуществляется меж­ду контактами 1 и 12. Выбор номиналов корректирующих элементов…

Рис. 1.5 Рис. 1.6 Рис. 1.7

 

Рис. 1.8 Рис. 1.9 Рис. 1.10

Рис. 1.11 Рис. 1.12 Рис. 1.13

Рис. 1.14 Рис. 1.15 Рис. 1.16

Рис. 1.18 Рис. 1.17 Рис. 1.19

 

Рис. 1.20 Рис. 1.21

Меняя сопротивление резистора R4, . можно регулировать коэффициент усиления. При изменении сопро­тивления резистора R4 от нуля до максимального значения коэффи­циент усиления меняется от нуля до R2/R1, так как K_у.u =-R₂lR₁. Входное сопротивление усилителя равно R_BХ=R₁/2 при R₁ = Rз и R₂ = R₄. На рис. 1.2.0 показан способ включения интегральной мик­росхемы, при котором ОС подается с части сопротивления нагрузки. При этом

K_y.U = -[(R₂/R_l)+(R₃/R₄) + (R₂R₃/R₁R₄)],

а входное сопротивление равно Rz-a — Rs.

Балансировка усилителя для получения нулевого выходного на­пряжения может быть произведена с помощью потенциометра, включенного между контактами 7 и 12, как показано на рис. 1.21. Если вместо потенциометра применить терморезистор, то создается возможность стабилизации усилителя в широком диапазоне темпе­ратур.

Микросхема К140УД2. Операционный усилитель КНОУД2 яв­ляется усовершенствованием усилителя К140УД1 (рис.- 1.22). Схема ОУ состоит из пяти гальванически соединенных каскадов. Первые два каскада представляют собой дифференциальные усилители с эмиттерными повторителями на входах. Для компенсации темпе­ратурного изменения входных токов в них применены транзисторы VT5 и- VT12 в диодном включении. Третий каскад на транзисторах VT14 и VTJ5 является схемой сдвига уровня постоянного напряже­ния. Транзистор VT17 в эмиттерной цепи транзистора VT15 пред­ставляет собой термостабилизированный коллекторным переходом транзистора VT16 генератор тока. Емкость диодов вместе с резисто­рами в эмиттерах транзисторов VT14 и VT15 образуют цепи, ком­пенсирующие фазовый сдвиг сигнала на емкости коллекторного пе­рехода транзистора VT17. Каскад на транзисторе VT18 является усилителем с общим эмиттером (ОЭ).

Рис. 1.22 Рис. 1.23

Рис. 1.25 Рис. 1.24 Рис. 1.26

 

Выходной каскад состоит из транзисторов VT19 — VT22 и рабо­тает в режиме В. При поступлении на базу транзистора VTJ8 от­рицательной полуволны сигнала напряжение, выделенное на его коллекторном резисторе, открывает транзисторы VT23, VT24 и ток транзистора VT24 протекает через нагрузку и через транзистор VT20 в диодном включении. Напряжение на транзисторе VT20 уве­личивает ток транзистора VTJ9, что приводит к уменьшению напря­жения нз базе транзистора VT21. Транзисторы VT21 и VT22 закры­ваются и не влияют на прохождение сигнала. При поступлении на базу транзистора VT18 положительной полуволны сигнала транзи­сторы VT21 и VT22 открываются, а транзисторы VT23 и VT24 за­крываются.

Схемы включения микросхемы показаны на рис. 1.23, 1.24. На рис. 1.23 изображен повторитель сигналов, а усилитель, изображен­ный на рис. 1.24, имеет максимальный коэффициент усиления. Для балансировки усилителя можно воспользоваться любой из схем, показанных на рис. 1.25, 1.26.

Микросхема К140УД5. Операционный усилитель К.140УД5 (рис. 1.27) по своим характеристикам занимает промежуточное по­ложение между аналогичными по назначению усилителями К140УД1 и К140УД2. Наличие высокоомного входа приближает его к интег­ральной микросхеме К140УД2, а по коэффициенту усиления, коррек­тирующим цепям и частотным свойствам он близок к усилителю КНОУД1. Выводы с промежуточных точек схемы расширяют его возможности. Интегральная микросхема имеет дифференциальный выход со второго каскада, что позволяет соединять последовательно два и большее число каскадов. Кроме того, дополнительные выводы расширяют возможности балансировки интегральной микросхемы.

Рис. 1.27

 

Частотные характеристики микросхемы для различных коэффи­циентов усиления показаны на рис. 1.28. Амплитуда неискаженного выходного сигнала, как показано на рис. 1.29, нелинейно зависит от сопротивления нагрузки. При этом графики зависимости выходно­го напряжения положительной и отрицательной полярностей имеют различный наклон в зависимости от питающего напряжения (рис. 1.30). От питающего напряжения зависит и коэффициент .уси­ления, причем для разных входов получаются разные зависимости, как показано на рис. 1.31. Изменения входного тока, разности вход­ных токов и смещения входного напряжения от питающего напряже­ния показаны на рис. 1.32 — 1.34.

Для стабилизации ОУ при различных температурах необходимо учитывать изменения входного тока. Зависимость входного тока от температуры показана на рис. 1.35. Разность входных токов меняется от температуры по аналогичному закону, а абсолютные значения раз­ности в 10 раз меньше входных токов.

Схема включения ОУ показана на рис. 1.36. Относительные амп­литудно-частотные характеристики микросхемы при различных схе­мах включения показаны на рис. 1.37 при входном сигнале 1 мВ.

Для балансировки усилителя можно применить три схемы. Схема рис. 1:38 смещает рабочую точку усилителя преимущественно в сто­рону положительных напряжений, а схема рис. 1.39 — в сторону от­рицательных напряжений. На рис. 1.40 балансировка осуществляется в сторону любой полярности выходного напряжения. Диапазон регу­лировки в этой схеме значительно меньше, чём в двух предыдущих.

 

Рис. 1.28 Рис. 1.29 Рис. 1.30

Рис. 1.31 Рис. 1.32 Рис. 1.33

 

Рис. 1.34 Рис. 1.35 Рис. 1.36 Рис. 1.38

Рис. 1.37 Рис. 1.39 Рис. 1.40

Рис. 1.41 Рис. 1.42

Рис. 1.43 Рис. 1.44 Рис. 1.45 Рис. 1.46

Рис. 1.47

 

Микросхема К140УД6. Операционный усилитель (рис. 1.41) име­ет внутреннюю частотную коррекцию. На входе использован составной эмиттерный повторитель на транзисторах VT2 VT3 и VT9 VT10. В эмиттеры транзисторов VT2 и VT9 включены генераторы-тока на транзисторах VT6, и VT12. Коллекторный ток этих транзисто­ров определяется напряжением в базах, которое снимается с дели­теля на транзисторах VT13 и VT14 с соответствующими, резистора­ми. Нагрузкой эмиттерных повторителей VT3 и VT10 являются ге­нераторы токов на транзисторах VT5 и VT11. Ток этих транзисто­ров задается транзистором VT4. Ток транзисторов VT5 и VT11 можно менять внешним резистором, который подключается к выво­дам 1 и 5.

Выходной сигнал с эмиттера транзистора VT10 подается на усилительный каскад, который обеспечивает общий коэффициент усиления интегральной микросхемы. Нагрузкой транзистора VT10 является генератор тока на транзисторе VT17. Сигнал с эмиттера транзистора VT15 подается в базу усилительного транзистора VT20, в коллектор которого включен транзистор VT18, работающий в ди­намическом режиме. Противофазные сигналы, снимаемые с коллек­торов транзисторов VT17 и VT20, подаются на составной выходной эмиттерный повторитель (транзисторы VT24 и VT27). Для защиты интегральной микросхемы от перегрузок включены транзисторы VT21. VT22, VT25, VT26.

Операционные усилители К140УД6 выпускают двух типов: К140УД6А и К140УД6Б. Каждый тип имеет свою зависимость выход­ного сигнала от сопротивления нагрузки (рис. 1.42). Относительные изменения напряжения смещения от температуры показаны на рис. 1.43. Зависимость от температуры входных токов показана на рис. 1.44, а разности входных токов — на рис. 1.45. Зависимость об­щего коэффициента усиления от питающего напряжения приведена на рис. 1.46. Для балансировки ОУ можно использовать схему вклю­чения, приведенную на рис. 1.47.

Микросхема К140УД7.Схема ОУ приведена на рис. 1.48. Вход­ной сигнал подается в базы транзисторов VT2 и VT3. В эмиттерах этих транзисторов включены динамические нагрузки, выполненные на транзисторах VT4 и VT5 проводимости типа р-n-р. Базовый по­тенциал транзисторов VT4, VT5, а следовательно, и потенциалы эмиттеров транзисторов VT2 и VT3 определяются делителем на тран­зисторах VT9 и VT10, смещение на которые обеспечивается транзи­сторами VT1 и VT12 в диодном включении.

Разностный сигнал при подаче входного сигнала на выводы 2 и 3 выделяется на коллекторном выводе транзистора VT5. Нагруз­кой транзисторов VT4 и VT5 является схема «токовое зеркало», по­строенная на транзисторах VT6 — VT8. Постоянное напряжение на коллекторных выводах транзисторов VT5 и VT8 определяется то-ком через эти транзисторы. Этот ток можно регулировать подключением внешнего резистора к-контактам 1 и 5.

Сигнал с коллектора транзистора VT5 подается на усилитель­ный каскад с большим. входным сопротивлением на транзисторах VT13 и VT16. Коллекторной нагрузкой транзистора VT16 является генератор тока на транзисторе VT15. Ток через транзистор VT15 задается через три токовых трансформатора, построенных по схеме «токовое зеркало» на транзисторах VT10 — VT12.

Рис. 1.48

 

С коллектора транзистора VT16 сигнал поступает на элшттерный повторитель (транзистор VT19), нагрузкой которого также является генератор тока. Транзисторы VT17 и VT18 служат для уменьшения порога открывания выходных транзисторов VT21 и VT24. Для за­щиты интегральной микросхемы от перегрузки включены транзисто­ры VT22 и VT23.

Описанная схема обладает удовлетворительными техническими характеристиками для редпения многих практических задач. На рис. 1.49 приведена зависимость напряжения шума на выходе ОУ от сопротивления генератора, а на .рис. 1.50 — спектральная плот­ность шумов как функция частоты. Частотная характеристика усили­теля показана на рис. 1.51, а зависимость скорости нарастания вы­ходного сигнала от питающего напряжения — на рис. 1.52. Зависи­мость коэффициента усиления усилителя от частоты приведена на рис. 1.53. Температурная зависимость входного сопротивления, вход­ных токов и разности входных токов, напряжения смещения показа­ны на рис. 1.54, 1.55 и 1.56. Зависимость выходного напряжения ОУ от сопротивления нагрузки показана на рис. 1.55. При нагрузках бо­лее 2 кОм изменения выходного напряжения не наблюдается. Для R_н = 2 кОм амплитуда выходного напряжения линейно зависит от питающего напряжения (рис. 1.58). Так же линейно от питающего напряжения зависит и коэффициент усиления ОУ (рис. 1.59).

Типичная схема включения усилителя показана на рис. 1.60. Вы­бор емкости конденсатора для различных значений Rr необходимо проводить в соответствии со следующими данными: при Rr, равных 0,1: 1; 10 и 100 кОм С_к соответственно равны 0,1; 0,01; 0,001; 0,0001 мкФ. Для получения скорости нарастания выходного сигнала до 20 В/мкс необходимо включить конденсатор С_к емкостью 70 пФ между выводами 2 и 8.

Микросхема К140УД8.Операционный усилитель (рис. 1.61) име­ет на входе полевые транзисторы VT3 и VT4. В истоках этих транзисторов включен генератор тока на транзисторе VT2, а в сто­ках — два транзистора VT6 и VT7, стабилизирующие режим работы дифференциальной пары. Нагрузкой транзисторов VT6 и VT7 явля­ется схема «токовое, зеркало». Если к контактам 2 и 8 подключить внешний потенциометр, то с его помощью можно регулировать постоянный уровень на выходе. С коллектора транзистора VT10 сиг­нал через эмиттерный повторитель на транзисторе VT12 поступает в усилительный каскад с большим входным сопротивлением на со­ставном транзисторе, включающем транзисторы VT20 и VT2f. С коллекторов этих транзисторов сигнал подается на выход через составной эмиттерный повторитель. Положительная полярность сиг­нала проходит через транзистор VT16, а отрицательная — через транзисторы VT22 и VT23. Для защиты микросхемы от короткого замыкания по выходу служат транзисторы VT18 и VT19. В схеме применена внутренняя коррекция, что обеспечивает усилителю устойчивую работу без внешних элементов.

Динамические характеристики усилителя — частота среза в ре­жиме малого сигнала fcp и скорость нарастания выходного сигнала v_{u вых}, зависимости которых от U_п приведены на рис. 1.62 и 1.63, — находятся в обратной пропорциональной зависимости от значения корректирующей емкости. Эти параметры связаны соотношением

V_{u выx}= 1,26 Rf_ср.

Рис. 1.49 Рис. 1.50 Рис. 1.51 Рис. 1.52

Рис. 1.53 Рис. 1.54 Рис. 1.55 Рис. 1.56

Рис. 1.57 Рис. 1.58 Рис. 1.59 Рис. 1.60

Рис. 1.61 Рис. 1.62 Рис. 1.63 Рис. 1.64

 

Использование во входном каскаде полевых .транзисторов позво­лило получить минимальный шумовой сигнал. Спектральная плот­ность шума приведена на рис. 1.64. Частотная характеристика усили­теля в режиме большого сигнала показана на рис. 1.65. Применение практически во всех каскадах усилителя источников постоянного тока смещения и динамических нагрузок позволило ослабить зависимость коэффициента усиления от напряжения питания, что хорошо видно на графике рис. 1.66.

Ряд зависимостей, характеризующих -основные параметры ОУ, привеДеры на следующих рисунках: зависимость максимальной ам­плитуды выходного сигнала от напряжения питания — на рис. 1.67; частотная характеристика усилителя в режиме малого сигнала — на рис. 1.68; нагрузочная характеристика — на рис. 1.69. Зависи­мость от температуры напряжения смещения и входного тока — на рис. 1.70 и 1.71, соответственно. Схема балансировки усилителя-, осуществляемая подключением потенциометра -между контактами 2 и 6, приведена на рис. 1.72.

Микросхема К140УД9.Операционный усилитель К140УД9 (рис. 1.73) является усовершенствованием интегральной микросхемы К140УД2. Изменения связаны с включением на входе ОУ ограничи­теля тока, построенного на транзисторах VT1 — VT4. Транзисторы VT1 и VT2 ограничивают положительную полярность входного сиг­нала, а транзисторы VT3 и VT4 — отрицательную полярность.

Входной сигнал поступает на дифференциальный усилитель, выполненный на транзисторах VT6 и VT17, перед которым включе­ны эмиттерные повторители на транзисторах VT5 и VT8. Режим по постоянному току входного каскада определяется генератором тока на транзисторе VT10 (VT9). Выходной сигнал перього дифферен­циального усилителя поступает на второй, построенный по аналогич-. ной схеме, и далее на составной эмиттерный повторитель на тран-. зисторах VT22 — VT25. Каждый повторитель питается своим генера­тором тока (транзисторы VT26 и VT27). Транзистор VT27 выпол­няет также роль повторителя, с выхода которого сигнал поступает на усилительные каскады на транзисторах VT42 и VT43. На выход интегральной микросхемы сигнал поступает через транзистор VT38, который усиливает его по мощности и инвертирует полярность. Остальные транзисторы выходного каскада выполняют функции стабилизации режима схемы по постоянному току и защиты интег­ральной микросхемы от короткого замыкания.

Интегральная микросхема имеет частичную внутреннюю компен­сацию с помощью конденсаторов С1 и С2. Корректирующий конден­сатор, включенный между контактами 8 и 11, имеет одинаковый но­минал как для усилителя с максимальным коэффициентом усиления (рис. 1.74), так и для повторителя (рис. 1.75). Балансировку усили­теля можно осуществить по схеме, приведенной на рис. 1.76.

Микросхема К140УД11. На входе ОУ (рис. 1.77) расположен дифференциальный каскад, построенный на транзисторах VT11 и VT12. Для увеличения входного сопротивления включены эмиттер­ные повторители на транзисторах VT10 и VT13. Оба входа повто­рителей объединены схемой защиты от перегрузок. Транзисторы VT1 и VT2 ограничивают входной сигнал положительной полярно­сти, а транзисторы VT3 и VT4 ограничивают отрицательную поляр­ность входного сигнала по входам 2, 3 микросхемы.

Рис. 1.65 Рис. 1.66 Рис. 1.67

Рис. 1.68 Рис. 1.69 Рис.1.70

Рис. 1.71 Рис. 1.72

Рис. 1.73

 

Эмиттерные повторители дифференциального каскада имеют в качестве нагрузки двухэмиттерный транзистор VT14, который упpaвляется постоянным напряжением, образованным на транзистор­но-резисторном делителе R8, R10 и VТ15. Через этот делитель про­текает постоянный ток транзисторов VT11 и VT12, который форми­руется генератором тока на транзисторе VT20. Ток генератора опре­деляется напряжением в базе, которое формируется на транзисто­рах VTI6 — VT19, причем на VT16 формируется опорное напряже­ние, транзисторы VT17 и VT18 являются генераторами тока, а VT19 работает как повторитель постоянного напряжения.

В коллекторной цепи входного дифференциального каскада в качестве нагрузки использованы генераторы тока на транзисторах УТ5 и VT6, которые при совместной работе образуют схему транс­форматора тока. Между коллекторами транзисторов VT11 и VT12 включен ограничитель сигнала на VT8 и VT9. Выходной сигнал диф­ференциального каскада постулает на два усилителя на транзисто­рах VT21 и VT22. В коллекторах этих транзисторов включены гене-.раторы ток.а (VT27 и VT28). С коллектора транзистора VT27 через эмиттерный повторитель на транзисторе VT26 сигнал, поступает на эмиттерный повторитель на транзисторе VT29 и далее — в базу транзисторов VT31 и VT38. Через транзисторы VT31 и VT25 сигнал поступает в базу VT32. Генератор тока на транзисторе VT23 явля­ется нагрузкой для VT25. Таким образом, на йыход интегральной микросхемы сигнал поступает через два эмиттерных повторителя, транзисторы VT32 и VT37. Для защиты микросхемы от перегрузок служат транзисторы VT33 — VT35, которые открываются и уменьша­ют выходной сигнал, когда через резисторы R21 и R23 протекает значительный ток.

Основные функциональные зависимости параметров микросхемы представлены на рисунках. На рис. 1.78 показана амплитудно-частот­ная характеристика, а на рис. 1.79 — изменение амплитуды макси­мального выходного сигнала от частоты. Влияние выходного тока на выходное напряжение изображено на рис. 1.80. Частотная зависи­мость приведенной ко входу ЭДС шума показана на рис. 1.81. Влияние напряжения питания на потребляемый ток при различных температурах представлено на рис. 1.82. Произведение коэффициента усиления, на полосу пропускания и входной ток зависят от темпера­туры: Эти зависимости приведены на рис. 1.83 и Г.84. Влияние диф­ференциального входного напряжения на входной ток показано на рис. 1.85. На рис. 1.86 приведена зависимость скорости нарастания выходного сигнала от температуры. Для увеличения скорости нара­стания фронта выходного сигнала до 150 В/мкс целесообразно при­менение коррекции с помощью элементов Cl, R3, как показано на схеме рис. 1.87. На этой же схеме представлен вариант балансиров­ки ОУ с помощью резисторов R5 — R7. Схема на рис. 1.88 позволяет свести к минимуму время установления положительного выходного напряжения. До уровня 10 В выходной сигнал нарастает за О 8 мкс. Один из вариантов балансировки ОУ представлен на схеме рис. 1.89. При большой емкости нагрузки необходимо применять схему с развязкой выхода ОУ и нагрузки, которая показана на рис. 1.90. В устройствах, где необходимо иметь максимальную устой­чивость усилителя, когда требуется введение дополнительных ООС, целесообразно использовать схему перекомпенсации, приведенную на рис. 1.91. Включение ОУ в качестве повторителя, показано на рис 1.92, а усилителя — 1.93.

Микросхема К140УД12.На входе усилителя (рис. 1.94) исполь­зован сложный дифференциальный каскад, построенный по схеме OK — ОБ на транзисторах VT3, VT$ и VT4, VT6 с дополнительными Проводимостями. Нагрузкой входного каскада является схема . трансформатора тока на транзисторах VT7 и VT8. Подключение к контактам 1 и 5 внешнего потенциометра обеспечивает возмож­ность изменения постоянного напряжения на коллекторе транзисто­ра VT6. Этот потенциометр регулирует разбаланс токов, протекаю­щих через транзисторы VT5 и VT6. Одновременно стабилизируются токи входного каскада схемой стабилизатора разности токов на транзисторах VT2 и VT9, смещение на которые подается с транзи сторон VT1, VT10 и VT11. Общее изменение токов в дифференциаль­ном каскаде, осуществляемое регулировкой управляющего тока, протекающего через вывод 5 ОУ, приводит к изменению параметров ОУ от микромощных до параметров общего назначения. Сигнал с первого каскада подается в базу транзистора VT14. В эмиттер этого транзистора включены два генератора тока, транзисторы VT15 и VT17. С коллектора транзистора VT17 сигнал поступает на усилитель на транзисторе VT21, в цепи коллектора которого включе­ны генератор тока на транзисторе VT18 и два транзистора VT19 и VT20 в диодном включении. Эти транзисторы предназначены для создания напряжения смещения для выходных транзисторов VT24 и VT27, работающих в режиме повторителей сигналов. Транзисторы VT25 и VT26 предназначены для защиты ОУ от перегрузок по вы­ходному сигналу.

Рис. 1.74 Рис. 1.75 Рис. 1.76

Рис. 1.77

Рис. 1.78 Рис. 1.79 Рис. 1.80 Рис. 1.81

Рис. 1.82 Рис. 1.83 Рис. 1.84 Рис. 1.85

Рис. 1.86 Рис. 1.87 Рис. 1.88 Рис. 1.89

Рис. 1.90 Рис. 1.91 Рис. 1.92 Рис. 1.93

Рис. 1.94 Рис. 1.95

Рис. 1.96 Рис. 1.97

 

Выбор основных параметров ОУ можно Осуществить с помощью характеристик, представленных ниже. На рис. 1.95 представлена за­висимость управляющего тока от сопротивления резистора, подклю­ченного между выводом 8 интегральной микросхемы и отрицатель­ным полюсом источника питания. При изменении управляющего тока меняется входной ток. Эта зависимость показана на рис. 1.96. От управляющего тока зависит также общий коэффициент усиления ин­тегральной микросхемы (рис. 1.97). и разность входных токов (рис. 1.98). При использовании микросхемы в усилительных устрой­ствах следует обращать внимание на зависимость произведения коэф­фициента усиления на полосу пропускания от управляющего тока (рис. 1.99),

От управляющего тока и от напряжения питания зависит двой­ной размах выходного сигнала (рис. 1.100 и 1.101). Зависимость ско­рости нарастания выходного напряжения от управляющего тока при­ведена на рис. 1.102. Графики, описывающие зависимость от управ­ляющего тока приведенной ко входу ЭДС шумов и входного сопро­тивления, представлены на рис. 1.103 и 1.104. соответственно. Воз­можности применения ОУ в различных схемах включения проиллю­стрированы на следующих рисунках: рис. 1.105 — генератор гармони­ческого сигнала, где f₀=1/2пRC (f₀=1 кГц, если R=15 кОм, С = = 0,01 мкФ); рис. 1.106 — управляемый усилитель; рис. 1.107 — поло­совой фильтр (fo=l кГц при С=0,01 мкФ); рис. 1.108 — усилитель с большим входным сопротивлением.

Микросхема К140УД13. Микросхема (рис. 1.109) построена на МОП-транзисторах и содержит следующие функциональные узлы: балансный последовательно-параллельный модулятор (VT4, VT5, VT7, VT.8),- двухкаскадный дифференциальный усилитель с непо­средственными связями (VT10 — VT29), демодулятор — параллель­ный ключ (VT9) и мультивибратор с одной времязадающей RС-це-пью (VT1 — VT3, VT6). Конденсатор времязадающей цепи включа­ется между выводами 7 и 8 интегральной микросхемы. Внешней цепочкой RфСф определяется верхняя граничная частота дифференци­ального усилителя f_в.гр=1/2пR_фС_ф; по уровню — 3 дБ и при Сф = =2,2 мкФ имеем f_в.гр = 1 Гц. Частота мультивибратора выбирается, исходя из соотношения f_в.гр=0,2 f_M. Для широкого круга задач це­лесообразно выбирать f_M в пределах 0,7 — 1,5 кГц или f_M=l кГц. При увеличении модулирующей частоты с 1 до 10 кГц постоянное напряжение на выходе интегральной микросхемы линейно возраста­ет от 10 до 100 мкВ, а шумовой сигнал уменьшается от 100 до 30 НВ/р^-2Гц. Полосу пропускания усилителя (рис. 1.110) можно ме­нять при выборе элементов схемы С1, С2 и Сф в соотношениях, приведенных в табл. 1.2.

Рис. 1.98 Рис. 1.99 Рис. 1.100 Рис. 1.101

Рис. 1.102 Рис. 1.103 Рис. 1.104 Рис. 1.105

Рис. 1.106

 

Таблица 1.2

номер кривой	С1, пФ	С2, мкФ	Сф, мкФ	Частота модуляции, кГц	Полоса пропускания. кГц
		0,1	0,15
2		0,03	0,047
3		0.01	0,015
4

 

При изменении напряжения питания наблюдается изменение ко­эффициента усиления в соответствии с графиком рис. 1.111. При этом напряжение питания по-разному влияет на положительные и отрицательные полярности выходного напряжения (рис. 1.112). Схе­ма включения интегральной микросхемы приведена на рис. 1.113.

Микросхема К140УД14.Электрическая схема ОУ приведена на рис. 1.114. Сложный входной дифференциальный каскад образуют пары транзисторов VT3. VT5 и VT4, VT6. Между базами входных транзисторов VT3 и VT4 включены ограничители входного сигнала на транзисторах VT1 и VT2. Плечи входного каскада построены по схеме ОЭ — ОБ, причем транзисторы VT5 и VT6 схемы с ОБ по по­стоянному току являются повторителями базового напряжения, что позволяет поддерживать постоянным коллекторное напряжение транзисторов VTZ и VT4 дифференциального каскада. Каскодное включение транзисторов входного каскада уменьшает входную ем­кость ОУ. Нагрузка входного каскада термостабилизирована тран­зисторами VT7 и VT8 в диодном включении. Рабочий режим вход­ного каскада определяет включенный в его эмиттерную цепь гене­ратор тока на транзисторе VT16. Напряжение на базе этого тран­зистора задается с каскада опорного напряжения, построенного на транзисторах VT12, VT13 и VT17. Снимается это напряжение через эмиттерный повторитель на транзисторе VT15.

Выходной сигнал дифференциального каскада подается на базы транзисторов VT18 и VI19, в коллекторной цепи которых включена схема трансформатора тока на транзисторах VT20 и VT21, обеспе­чивающая максимальное усиление каскада. Сигнал с коллектора VT19 через повторитель на транзисторе VT22 и VT23 поступает на базу транзистора VT25, а с коллектора этого транзистора сигнал положительной полуволны подается на базу выходного эмиттерно-го повторителя на транзисторе VT27. Отрицательная полуволна выходкого сигнала снимается с базы транзистора VT26 и через эмит-терный повторитель на транзисторе VT29 поступает на выход. Для защиты усилителя от перегрузок к выходу подключается транзи­стор VT28, который шунтирует выходное напряжение. В схеме су­ществует многоуровневый стабилизатор напряжения, определяющий работу усилителя по постоянному току. Стабилизатор построен на транзисторах VT9 — VT17.

Рис. 1.107 Рис. 1.108

Рис. 1.109 Рис. 1.110

 

Рис. 1.111 Рис. 1.112 Рис. 1.113

Основные характеристики усилителя представлены на следую­щих рисунках. Зависимость коэффициента усиления и максимально­го выходного напряжения от частоты — на рис. 1.115 и 1.116. Зави­симость от частоты приведенного ко входу напряжения шума дана на рис. 1.117. На рис. 1.118 показано изменение напряжения смеще­ния от входного сопротивления. Зависимости максимального выход­ного напряжения, коэффициента усиления и потребляемого тока от напряжения питания даны на рис. 1.119 — 1.121. Напряжение смеще­ния, разности входных токов и коэффициента ослабления синфазного входного напряжения зависят от напряжения питания. Эти зависимости приведены на рис. 1.122 — 1.124. Температурные зависимости напряжения смещения, входного тока, разности входных токов и входного сопротивления локазаны на рис. 1.125 — 1.128. Влияние вы­ходного тока на выходное напряжение при различных температурах представлено на рис. 1.129. Зависимость выходного сопротивления от частоты показана на рис. 1.130.

Рис. 1.114

Рис. 1.115 Рис. 1.116 Рис. 1. 1 17

 

Рис. 1.118 Рис. 1.119 Рис. 1.120 Рис. 1.121

Рис. 1.122 Рис. 1.123 Рис. 1.124 Рис. 1.125

Рис. 1.126 Рис. 1.127 Рис. 1.128

Рис. 1.129 Рис. 1.130 Рис. 1.131

Рис. 1.132 Рис. 1.133 Рис. 1.134

Рис. 1.135 Рис. 1.136 Рис. 1.137

 

Практические схемы включения усилителя, уменьшающие выход­ные шумы, приведены на рис. 1.131 — 1.133. Во всех схемах емкость корректирующего конденсатора должна выбираться из условия C_K>R₁30 (пФ)/(R1 + R₃). Кроме того, возможны и другие варианты коррекции усилителя, один из которых представлен на рис. 1.134. Коррекция в широкополосном повторителе показана на рис. 1.135, а усилитель с коэффициентом усиления K_y.u=10 и емкостной нагруз­кой требует схемы коррекции в соответствии с рис. 1.136. Для балан­сировки ОУ можно использовать схему рис. 1.137.

МИКРОСХЕМЫ СЕРИИ К153

Микросхема К153УД1. Операционный усилитель К153УД1 (рис. 1.138) характеризуется большим коэффициентом усиления на­пряжения, малым напряжением… Входной каскад выполнен на транзисторах VT4 и VT15, Рабо­чий ток каскада… Плечи второго диффе­ренциального каскада собраны по модернизи­рованной схеме Дарлинг­тона. С правого (по схе­ме) плеча…

Таблица 1.3

Номер кривой	Kу. и, дБ	С1, пФ	С2. пФ	R1, кОм
				1,5
				1,5
				1,5

Частотная характеристика интегральной микросхемы без ОС для различных корректирующих элементов, включенных по схеме рис. 1.148, показана на рис. 1.139. Значения корректирующих элемен­тов приведены в табл. 1.3.

На рис. 1.140 показаны характеристики для интегральной микро­схемы с ОС при тех же корректирующих элементах. Частотная ха­рактеристика интегральной микросхемы в режиме максимального выходного сигнала, приведена на рис. 1.141. При стабилизации рабо­ты усилителя в широком диапазоне температур необходимо учиты­вать температурные изменения параметров микросхемы. Зависимость входного сопротивления от температуры показана на рис. 1.142. Из­менения от температуры входного тока, разности входных токов и напряжения смещения показаны на рис. 1.143 — 1.145. Влияние на­пряжения питания на коэффициент усиления микросхемы и на напря­жение смещения показано на рис. 1.146, 1.147.

 

Рис. 1.138

 

Частотная коррекция усилителя осуществляется с помощью цепочки R1, С1, подключенной между контактами 1, 8 интегральной микросхемы, как показано на рис. 1.148. В этом случае скорость на-, растания импульсного сигнала может доходить до 0,2 В/мкс. При коррекции усилителя прямой связью с помощью конденсатора С1, включение ОУ возможно двумя способами в соответствии с рис. 1.149, 1.150. В схеме рис. 1.150 коэффициент усиления падает до единицы на частоте около 3 МГц, что обеспечивает скорость на­растания 5 В/мкс (рис. 1.151). Если в качестве корректирующих кон­денсаторов взять С1=100 пФ и С2=20 пФ, то K_у.u=80 дБ. Коэффи­циент усиления микросхемы равномерен в полосе до 10³ Гц, далее он падает с крутизной 12 дБ/октава до тех пор, пока не достигнет единицы на частоте 3 МГц.

Для повышения крутизны фронтов импульсных сигналов в схему возможно введение диода, как показано на рис. 1.152. Поскольку ин­тегральная микросхема обладает большим коэффициентом усиления, то при ее монтаже следует уделять большое внимание паразитным связям. Она должна быть хорошо развязана от источников питания. При работе усилителя на емкостную нагрузку, при емкости больше 100 пФ, следует применить развязывающий резистор (рис. 1.153).

На рис. 1.154 — 1.166 показаны различные схемы включения ОУ. Инвертирующий усилитель на рис. 1.154 имеет входное сопротивле­ние, равное R1. Коэффициент усиления определяется отношением K_y.u= — R₂/R₁. Для неинвертирующего усилителя на рис. 1.155 коэф­фициент усиления равен K_y.u = (R₁+R₂)/R₁, а входное сопротивление определяется выражением R_вх=R_внКо/(1+R₂/R₁), где R_вн — сопро­тивление усилителя между контактами 2, 3, а Ко — статический ко­эффициент усиления интегральной микросхемы.

Рис. 1.139 Рис. 1.140 Рис. 1.141 Рис. 1.142

Риc. 1.143 Рис. 1.144 Рис. 1.145 Рис. 1.146 Рис. 1.147

Рис. 1.148 Рис. 1.149 Рис. 1 150

Рис. 1.151 Рис. 1.152 Рис. 1.153

Рис. 1.154 Рис. 1.155 Рис. 1.156

Рис. 1.157 Рис. 1.1.58 Рис. 1.159

Рис. 1.160 Рис. 1.161 Рис. 1.162

Рис. 1.163 Рис. 1.164 Рис. 1.165

Рис. 1.166

 

Усилитель (рис. 1.156) имеет коэффициент усиления 40 дБ при 1 МГц, а усилитель на рис, 1.157 имеет граничную частоту 0,5 МГц. Повторители напряжения изображены на рис. 1.158 и 1.159. Включе­ние диода в схему на рис. 1.159 уменьшает нелинейные искажения. Для дифференцирования входного сигнала с частотами, ниже 20 Гц служит схема (рис. 1.160). Для сигналов с частотами более 2 кГц эта схема работает как интегратор. В качестве интегратора приме­няется схема рис. 1.161. Постоянная времени равна t=RlCl. Микро­схема может применяться в качестве компаратора (рис. 1.162). Чув­ствительность составляет 1 мВ. Для входного сигнала 10 мВ время нарастания выходного сигнала равно 5 мкс. Балансировка усилителя может осуществляться по схеме на рис. 1.163. Схемы рис. 1.164 — 1.166 позволяют балансировать усилитель без изменения режима входной цепи. Входное сопротивление этой схемы равно Rвх= =R_внKо/(1+R₂/R₁).

Микросхема К153УД2. В отличие от усилителя К153УД1 эта ин­тегральная микросхема (рис. 1.167) имеет дифференциальный кас­кад, построенный на эмиттерйых повторителях (VT5 и VT6). Наг­рузкой повторителей служат транзисторы VT7 и VT8, через которые протекает постоянный ток. Генератором тока является транзистор V77. Напряжение на базе этого транзистора определяется источни­ком опорного напряжения на транзисторах VT3 и VT4 и поступает через повторитель на транзисторе VT2. Выходное напряжение пер­вого каскада снимается с коллектора транзистора VT11. Через пов­торитель на транзисторе VT13 сигнал подается на каскад с динами­ческой нагрузкой, транзисторы VT14 и VT15. Нагрузкой VT15 яв­ляется транзистор VT14. Далее сигнал проходит через составной эмиттерный повторитель на транзисторах VT19 и VT21. Для защиты от короткого замыкания служит резистор R14 и транзистор VT20.

Коррекция интегральной микросхемы осуществляется включени­ем конденсатора С=30 пФ между выводами 1, 8. Откорректирован­ный этим конденсатором ОУ имеет частотную характеристику, изоб­раженную на рис. 1.168. Спектральные плотности шумового напря­жения и тока ОУ показаны, на рис. 1.169, 1.170. Зависимость, изображенная на рис. 1.169, получена при сопротивлении генератора Rг=0, а зависимость рис. 1.170 — при R_Г=300 кОм.

Рис. 1.167 Рис. 1.168

Рис. 1.169 Рис. 1.170 Рис. 1.171

Рис. 1.172 Рис. 1.173 Рис. 1.174

Рис. 1.175 Рис. 1.176 Рис. 1.177 Рис. 1.178

Рис. 1.179 Рис. 1.180 Рис. 1.181 Рис. 1.182

Рис. 1.183

 

Зависимость напряжения смещения от напряжения питания при различных температурах приведена на рис. 1.171. Зависимость вход­ного тока и разности входных токов от напряжения питания при различных температурах показана на рис. 1.172, 1.173. На рис. 1.174 изображена зависимость коэффициента усиления интегральной мик­росхемы от сопротивления нагрузки.

Коррекцию ОУ можно осуществить тремя способами, включая коррекцию одним конденсатором, упомянутую выше. Однополюсная коррекция показана на рис. 1.175, прямая коррекция — на рис. 1.176, а двухполюсная — на рис. 1.177. Для однополюсной коррекции ем­кость конденсатора определяется из выражения C1>30R₁/(R₁+R2) пФ. Для двухполюсной коррекции емкость конденсатора С1 определяется аналогичным образом, что для однополюсной коррек­ции. Емкость конденсатора С2 определяется из выражения С₂= 10 С₁. Коррекция прямой связью требует С1 = 150 пФ, а емкость конденса­тора. С2 определяется выражением С₂=1/2пR₂fо, где f₀=3 МГц. На рис. 1.178 представлены частотные характеристики для большого сиг­нала по трем способам коррекции: 1 — однополюсный, 2 — двухпо­люсный, 3 — коррекция прямой связью. Частотные характеристики интегральной микросхемы для трех способов компенсации без ОС приведены на рис. 1.179.

Балансировку выходного напряжения усилителя можно постро­ить способами, приведенными на рис. 1.180 и 1.181. При оптимизации усилителя по скорости переключения необходимо учитывать зависи­мость времени нарастания выходного напряжения от емкости коррек­тирующего конденсатора (рис. 1.182). При подаче на вход напряже­ния 30 мВ время нарастания выходного напряжения на 2 мВ меня­ется в зависимости от емкости и от коэффициента передачи цепи ООС в соответствии с графиком на рис. 1.183.

Микросхема К153УДЗ. Электрическая схема микросхемы К153УДЗ (рис. 1.184) незначительно отличается от схемы микросхе­мы К153УД1. Отличие заключается в предоконечном каскаде, где применен многоколлекторный транзистор. Это изменение позволило уменьшить напряжение смещения до 2 мВ. По этой же причине сред­ний температурный коэффициент изменения напряжения также уменьшается.

Частотная характеристика интегральной микросхемы с замкнутой обратной связью при различных корректирующих элементах показа­на на рис. 1.185. Номиналы корректирующих элементов показаны в табл. 1.4.

Для интегральной микросхемы с разомкнутой ОС частотные характе­ристики будут иметь вид, приведен­ный на рис. 1.186. Переключательные свойства микросхемы характеризу­ются зависимостью полной амплиту­ды выходного сигнала от частоты. Эта зависимость для различных кор­ректирующих элементов представле­на на рис. 1.187.

Для стабилизации режима рабо­ты интегральной микросхемы при из­менении температуры необходимо учитывать зависимость коэффициента усиления, входного тока и разности входных токов от температуры. Эти зависимости представ­лены на рис. 1.188 — 1.190.

Таблица 1.4

Номер кривой	R1, кОм	с1, пФ	С2. пФ
	1,5	ио.
	1,5
	1,5

Рис. 1.184 Рис. 1.186

Рис 1.187 Рис. 1.188 Рис. 1.189

Рис. 1.190 Рис. 1.191 Рис. 1.192

 

Схема включения интегральной микросхемы в режим повторите­ля показана на рис. 1.191. Балансировку микросхемы можно осуще­ствить с помощью потенциометра, подключенного к выводам 7 и 8 (рис. 1.192). Подключение потенциометра изменяет нагрузочное со­противление усилительного каскада на транзисторах VT7 и VT8.

Микросхема К153УД4. На входе микросхемы (рис. 1.193) стоит дифференциальный каскад с большими нагрузочными сопротивления­ми. Рабочий ток первого каскада задается генератором тока на транзисторе VT3. Напряжение на его базе создается за счет падения напряжения на транзисторе VT4 в диодном включении. Это же на­пряжение подается на базы других токозадающих транзисторов VT5, VT6 и VT9. Сигнал с первого каскада поступает на второй дифференциальный каскад на транзисторах VT13 и VT14, на входе которого находятся эмиттерные повторители на транзисторах VT12 и VT15. Эмиттерные повторители увеличивают входное сопротивление второго каскада. В коллектор транзистора VT14, с которого снимается сигнал на следующий каскад, включена динамическая на­грузка (транзистор VT8). Выходной каскад построен на транзисто­pax разного типа проводимости, VT25 и VT24. Транзистор VT26 контролирует сквозной ток, протекающий через эти транзисторы.

Частотные характеристики усилителя без OG приведены на рис 1.194 при различных параметрах элементов корректирующих це­пей На рис. 1.195 изображены характеристики усилителя с различ­ными коэффициентами, усиления. При термостабилизации усилителя необходимо учитывать зависимость напряжения смещения от температуры (рис. 1.196). Включение корректирующих элементов (табл. 1.5) показано на рис. 1.197. На рис. 1.198 изображена схема балансировки ОУ.

Микросхема К153УД5. На входе ОУ (рис. 1.199) помещен диф­ференциальный каскад на транзисторах VT1 и VT2, в эмиттеры ко­торых включен генератор тока на транзисторе VT3. Коллекторный ток этого генератора определяется опорным напряжением на тран­зисторе VT4 в диодном включении. Это напряжение устанавливается схемой «токового зеркала», собранной на транзисторах VT5, VT6 и VT9. Транзистор VT9 является генератором тока для второго диф­ференциального каскада, собранного на транзисторах VT10 и VT1J. В коллекторы этих транзисторов включен трансформатор тока, по­строенный на VT12 и VT13. Связь между первым и вторым диффе­ренциальными каскадами осуществляется через эмиттерные повто­рители (VT7 и VT15), нагрузкой которых служат генераторы тока на транзисторах VT8 и VT14.

 

Рис. 1.193 Рис. 1.194

Рис. 1.195 Рис. 1.196 Рис. 1.197 Рис. 1.198

 

Таблица 1.5

Номер кривой	Ку, и	RI, Ом	С1. нФ	R2, Ом	С2, нФ
	104	104	0,05
	103		1,0	—	—
	102		10,0	—	—
			47,0		1,5
			47,0

 

Выходные противофазные сигналы второго дифференциального каскада поступают на выходной повторитель (VT24 и VT26) через два усилителя на транзисторах VT22 и VT19. Все остальные тран­зисторы предназначены для стабилизации постоянного рабочего то­ка выходных транзисторов VT24 и VT26. Переменный .сигнал вызы­вает одновременное открывание транзистора VT24 и закрывание транзистора VT26 или закрывание VT24 и открывание VT26. Реали­зация этого режима осуществляется установкой постоянного напря­жения на коллекторе транзистора VT16 и подачей рабочего сигнала через транзистор VT22. Противофазный рабочий сигнал проходит через транзистор VT19. Постоянное же напряжение устанавливается на эмиттере транзистора VTJ8. Оно отличается от постоянного на­пряжения предыдущего плеча на 1,4 В. Остальные транзисторы (VT20, VT21 и VT23) предназначены для стабилизации режима транзистора VT26 по постоянному току. Транзистор VT25 защищает усилитель от перегрузок Для положительных полярностей рабочего сигнала.

Таким образом, ОУ имеет три усилительных каскада: два диффе­ренциальных и один яа транзисторе VT22. На рис. 1.200 приведена частотная характеристика усилителя. Для устранения самовозбуж­дения усилитель требует включения сложной внешней корректирую­щей цепи (рис. 1.201). Элементы этой цепи для различных коэффи­циентов передачи (рис. 1.202) выбираются из табл. 1.6.

Рис. 1.199

Рис. 1.200 Рис. 1.201 Рис. 1.202

 

Таблица 1.6

Номер кривой	R1, Ом	R3. Ом	С1, пФ	С2, пФ
		—		—
		—		—

Микросхема К153УД6. Электрическая схема интегральной микро­схемы К153УД6 (рис. 1.203) во многом похожа на электрическую схему микросхемы К153УД2. Отличие заключается в применении по­левого транзистора в стабилизаторе базового напряжения источника тока первого дифференциального каскада. Это позволило значитель­но уменьшить входной ток микросхемы до 75 нА (вместо 500 нА). Кроме того, уменьшен средний температурный коэффициент измене­ния разности входных токов до 0,2 нА/град (вместо 2 нА/град). . Общность электрических схем микросхем К153УД2 и К153УД6 позволяет применить одинаковые цепи коррекции. Частотные харак­теристики интегральной микросхемы с разомкнутой ОС для различ­ных способов коррекции показаны на рис. 1.204 (кривая 1 — одно­полюсная коррекция при С1 = 0; кривая .1' — однополюсная коррек­ция при С1= 30 пФ; кривая 2 — двухполюсная коррекция при С1 — =30 пФ и С2=300 пФ). Изменение максимальной амплитуды вы­ходного сигнала от частоты для различных способов коррекции по­казано на рис. 1.205, где кривая 3 — коррекция прямой связью.

Рис. 1.203 Рис. 1.204

Рис. 1205 Рис. 1.206 Рис. 1.207

Рис. 1.208 Рис. 1.209 Рис. 1.210

 

Выходной ток микросхемы зависит от полярности выходного сигнала. На рис. 1.206 показаны кривые изменения выходного на­пряжения от тока в нагрузке при различных температурах. На рис. 1.207 показана зависимость фазы выходного сигнала от часто­ты: кривая 1 — С1 = 30 пФ; кривая 2 — С1 = 30 пФ, С2=300 пФ, R4=10 кОм; кривая 3 — С1=150 пФ, С2=7 пФ,

Спектральная плотность шума показана на рис. 1.208.

Балансировку микросхемы можно осуществить по двум схемам, приведенным на рис. 1.209, 1.210. В первой схеме балансировка про­исходит за счет изменения тока, протекающего через транзисторы выходного дифференциального каскада, а во второй схеме вводится дополнительная ООС между каскадами.

 

МИКРОСХЕМЫ СЕРИИ K154

Микросхема К154УД1. Электрическая схема ОУ представ­лена на рис. 1.211. На входе усилителя — два дифференциальных каскада с общими входами: один на… Выходные сигналы двух дифференциальных каскадов объединя­ются в точках А. и Б.… Для согласования режимов работы основных узлов усилителя по постоянному току в схеме применен многоуровневый…

Рис. 1.211

 

На рис. 1.212 показана амплитудно-частотная характеристика. Изменение максимальной амплитуды выходного сигнала от частоты представлено на рис. 1.213. Относительные изменения коэффициента усиления и напряжения смещения от напряжения питания показаны на рис. 1.214 и 1.215; изменения входного тока, разности входных токов и напряжения смещения — на рис. 1.216 — 1.218. Нагрузочная способность для различных полярностей выходного сигнала представ­лена на рис. 1.219.

Рис. 1.212 Рис. 1.213 Рис. 1.214 Рис. 1.215

Рис. 1.216 Рис. 1.217 Рис. 1.218

Рис. 1.219 Рис. 1.220 Рис. 1.221

 

Основная схема включения ОУ изображена на рис. 1.220. В этой схеме должно быть выполнено условие R_кR₃/(R_к+R₃)>2 кОм и С_н=150 пФ. Цепь коррекции в схеме представлена рези­стором Rк=51 Ом и конденсатором С_к, который подбирается исхо­дя из емкости нагрузки С_в: С_к (пФ)=С_н (пФ)-0,5 (кОм)/R₃ (Ом). В зависимости от номиналов применяемых элементов на выходе уси­лителя рис. 1.221 формируются сигналы различной формы, проиллю­стрированные на рис. 1.222. Для балансировки усилителя приме­няется схема на рис. 1.223.

Рис. 1.222 Рис. 1.223

 

 

Микросхема К154 УД2. Электрическая схема ОУ приведена на рис. 1.224. Входной дифференциальный каскад построен на транзисто­рах VT4 и VT5. В коллектор этих транзисторов включена схема «то­ковое зеркало», выполняющая функции двух генераторов тока и обеспечивающая большое выходное сопротивление. Выходной сигнал дифференциального каскада подается через эмиттерный повторитель на транзисторе VT8 на базу усилительного каскада на транзисторе VT9, в коллекторной цепи которого включены транзисторы VT29__

VT32 и VT26, VT27. Транзисторы VT26 и VT27 являются нагрузкой генератора тока, а транзисторы VT2P — VT32, включенные попарно в диодный режим, создают напряжение смещения для открывания транзисторов в последующих каскадах. Транзисторы VT29 и VT30 .открывают транзисторы VT33 и VT34. Коллекторной нагрузкой тран­зистора VT37 является цепочка R8, VD6 и транзистор VT36 в диод­ном включении. Коллекторной нагрузкой транзистора VT34 является цепочка RIO, VD7 и VT35. Парафазное напряжение с этих нагрузок поступает на базы транзисторов VT39 и VT42, работающих в усили­тельном режиме. В коллекторную цепь этих транзисторов включен составной эмиттерный повторитель на транзисторах VT43 и VT44. Для уменьшения порога открывания выходного каскада используют-, ся два транзистбра VT40 и VT41, на которых создается постоянное напряжение, близкое к 1,4 В.

Поскольку в схеме ОУ используются в большом количестве ге­нераторы тока, которые требуют токозадающих напряжений, то зна­чительная часть транзисторов всей схемы предназначена для построе­ния многоуровневого стабилизатора напряжения. Схема стабилиза­тора выполнена на транзисторах VTJ1 — VT25 и построена в виде многокаскадного генератора тока.

На рис. 1.225 показана амплитудно-частотная характеристика. Изменения максимального выходного напряжения от частоты пред­ставлены на рис. 1.226. Зависимости коэффициента ослабления син­фазного входного напряжения, входного тока, разности входных то­ков и напряжения смещения от напряжения питания представлены на рис. 1.227 — 1.230. Изменения относительной скорости нарастания выходного напряжения и максимального выходного напряжения от напряжения питания показаны на рис. 1.231, 1.232. Зависимость ско­рости нарастания выходного сигнала, коэффициента ослабления син­фазного выходного напряжения, входного тока и разности входных токов от температуры показаны на рис. 1.233 — 1.236.

Рис. 1.224

 

Основная схема включения ОУ показана на рис. 1.237. Коэффи­циент усиления схемы Kу.« = 10. Здесь конденсатор коррекции С_к=3-10 пФ; а С1=3 — 10 пФ для всех значений K_y._u подбирается из условия C1=(R₁/R₂)C_BX, где С_вх= 3 — 30 пФ определяется эксперимен­тально, R1=510 Ом, R3-5.1 кОм, R2=R₁R₃/(R₁+R₃).

Рис. 1.225 Рис. 1.226 Рис. 1.227 Рис. 1.228

Рис. 1.229 Рис. 1.230 Рис. 1.231 Рис. 1.232

Рис. 1.233 Рис. 1.234 Рис. 1.235 Рис. 1.236

Рис. 1.237

 

Микросхема К154УДЗ. Электри­ческая схема ОУ приведена на рис. 1.238. На входе усилителя вклю­чены два эмиттерных повторителя на транзисторах VT10 и VT13, на­грузками которых являются генера­торы тока на транзисторах УТ15 и VT17. С выходов эмиттерных повто­рителей сигнал подается на диффе­ренциальный усилитель на транзисторах VT11 и VT12-. По постоян­ному току эти транзисторы питаются от генератора тока на тран­зисторе VT16. В коллекторе транзисторов VT11 и VT12 включена комбинированная нагрузка на транзисторах VT,6, VT7 и VT8, VT9. Эти транзисторы устанавливают постоянное напряжение на кол­лекторах дифференциальной пары. Постоянство напряжения обес­печивается сложным стабилизатором на транзисторах VT1 — VT5. Этот стабилизатор создает несколько уровней напряжения, которые подаются на разные точки схемы: базы транзисторов VT15 — VT17, базу транзистора VT14, базы транзисторов VT6 и VT7, базы тран­зисторов VT8 и VT9.

Нагрузкой транзисторов VT8 и VT9 являются генераторы тока на транзисторах VT18, VT19 и VT21, которые обеспечивают большое эквивалентное сопротивление. С этого каскада сигналы снимаются через два повторителя (VT21 и VT23). Далее сигнал проходит через VT26, VT27 и VT30, которые предназначены для усиления и формирования порогового напряжения, необходимого для открывания VT28 и VT29 выходного эмиттерного повторителя.

На рис. 1.239 приведена амплитудно-частотная характеристика. Зависимость максимального выходного напряжения от частоты при­ведена на рис. К240. Зависимости коэффициента усиления, коэффи­циента ослабления синфазного входного напряжения, входного тока и разности входных токов от напряжения питания показаны на рис. 1.241 — 1.244. Влияние напряжения питания на максимальное выходное напряжение, на максимальное синфазное входное напряже­ние, на напряжения смещения и относительную скорость нараста­ния выходного сигнала приведены на рис. 1,245 — 1.248. Влияние тем­пературы на входной ток и на разность входных токов проиллюстри­ровано на рис. 1.249 и 1.250.

Рис. 1.238 Рис. 1.239

Рис. 1.240 Рис. 1.241 Рис. 1.242 Рис. 1.243

Рис 1.244 Рис 1.245 Рис. 1.246 Рис. 1.247

Рис. 1.248 Рис. 1.249 Рис. 1.250

Рис. 1.251 Рис. 1.252

 

 

Схема включения корректирующего конденсатора и балансирую­щего потенциометра Rб приведена на рис. 1.251. При использовании усилителя в схеме повторителя сигналов (рис. 1.252) необходимо применять элементы следующих номиналов: С1=3 — 10 пФ (емкость коррекции), С_н=50 пФ, R₁ = 10 кОм, R₃=10 кОм, R2=R₁R_UI(R₁ + + R₃), Rн=2 кОм, Rб=10О кОм (балансирующий потенциометр), С_к = 3 — 10 пФ (емкость частотной коррекции).

МИКРОСХЕМЫ СЕРИИ К157

На рис. 1.254 приведена амплитудно-частотная характеристика. Изменение максимального выходного сигнала от частоты показано на рис. 1.255. Влияние…

Рис. 1.253 Рис. 1.254

Рис. 1.255 Рис. 1.256 Рис. 1.257 Рис. 1.258

Рис. 1.259 Рис. 1.260 Рис. 1.261

 

Микросхема К157УД2.Микросхема состоит из двух ОУ. Ее элек­трическая схема представлена на рис. 1.262. Рассмотрим работу од­ного ОУ. Входной дифференциальный каскад построен на транзисто­рах VT3 и VT4. В эмиттерах включен генератор тока на транзисторе VT2, а в коллекторах — схема трансформатора тока, обеспечиваю­щая большое эквивалентное сопротивление. Выходной сигнал сни­мается с коллектора транзистора VT7 и.подается на эмиттерный повторитель на транзисторе VT24. Далее сигнал поступает в базы транзисторов VT25 и VT26, в коллекторных цепях которых включен трансформатор тока на транзисторах VT17 и VT18. Выходной сиг-нал с коллекторов транзисторов VT18 и VT20 подается через эмит-терные повторители на транзисторы VT18 и VT27 на выход. Между базами транзисторов VT19 и VT27 включена мостовая схема (тран­зисторы VT20 — VT23), которая выполняет двойную роль: во-первых, она создает пороговое напряжение для выходных транзисторов, а во-вторых, при критических выходных токах эти транзисторы откры­ваются и соединяют коллектор транзистора VT25 с выходом. Мостовая схема также контролирует уровень сквозного тока, протекающе­го через транзисторы VT19 и VT27.

Рис. 1.262 Рис. 1.263

Рис. 1.264 Рис. 1.265 Рис. 1.266 Рис. 1.267

Рис. 1.268 Рис. 1.269

 

Для стабилизации ОУ по постоянному току е интегральной мик­росхеме существует общий каскад, в котором формируется эталон­ный ток, определяющий смещение токозадающих цепей. В истоке транзистора VT8 устанавливается напряжение, которое определяет ток в транзисторах УТ5 и VT10. Ток этих транзисторов формирует на транзисторах VT1 и VT16 эталонное напряжение, -поступающее в генераторы тока ОУ.

Амплитудно-частотные характеристики приведены на рис. 1.263. Зависимость максимального выходного напряжения от частоты по­казана на рис. 1.264. Изменения коэффициента усиления и потреб­ляемого тока от напряжения питания приведены на рис. 1.265 и

l.266. Влияние напряжения питания на входной ток показано на рис. 1.267, а изменение входного тока от температуры — на рис. 1.268. На рис. 1.269 приведена основная схема включения интегральной микросхемы.

МИКРОСХЕМЫ СЕРИИ К544

Микросхема К544УД1. Операционный усилитель (рис. 1.270)-имеет высокое входное сопротивление, внутреннюю частотную кор­рекцию и нормированный уровень… Зависимость коэффициента передачи усилителя от частоты пока­зана на рис.…

Рис. 1.270 Рис. 1.271

Рис. 1.272 Рис. 1.273 Рис. 1.274 Рис. 1.275

Рис. 1.276 Рис. 1.277 Рис. 1.278 Рис. 1.279

Рис. 1.280 Рис. 1.281 Рис. 1.282 Рис. 1.283 Рис. 1.284

 

Изменение входного тока от напряжения питания с учетом различной температуры окружающей среды приведено на рис. 1.274. При изме­нении напряжения питания коэффициент усиления меняется по зако­ну, изображенному на рис. 1.275. Зависимости напряжения смещения от температуры и напряжения питания даны на рис. 1.276 и 1.277. Изменение напряжения шума на выходе при различных напряжениях питания показано на рис. 1.278, а спектральная плотность шума — на рис, 1.279. Зависимость скорости нарастания выходного напряже­ния от емкости нагрузки приведена на рис. 1.280. На рис. 1.281 пред­ставлена зависимость максимального выходного напряжения от со­противления нагрузки. На рис. 1.282 показана схема включения ОУ в качестве повторителя, а на рис. 1.283 — в качестве усилителя. Для балансировки выходного напряжения применяется схема рис. 1.284. Микросхем? К544УД2. Входной каскад усилителя (рис. 1.285) выполнен на полевых транзисторах VT10 и VT17. Эти транзисторы в истоке имеют генератор тока, образованный транзисторами VT21 и VT23. Нагрузкой полевых транзисторов являются транзисторы VT2 и VT5. С этих транзисторов сигнал подается в эмиттерные пов­торители VT3 и VT6, в коллекторы которых включены транзисторы VT8 и VT9. С коллектора транзистора VT9 снимается сигнал и по­дается на затвор полевого транзистора VT41, который выполняет функции повторителя с большим входным сопротивлением. Далее рабочий сигнал поступает на усилитель мощности, выполненный на транзисторах VT35, VT40 и VT36, VT39. Транзисторы VT37 и VT38 уменьшают порог открывания выходных транзисторов. Защита вы­ходного каскада от перегрузок осуществляется по двум цепям. С коллектора транзистора VT39 сигнал поступает на базу транзисто­ра VT26, который управляет напряжением в стоке полевого транзи­стора входного каскада. С коллектора транзистора VT36 сигнал по­дается на базу транзистора VT34. В этом случае происходит управ­ление током, протекающим через полевые транзисторы VT10 и 7777. При перегрузках в обоих случаях происходит изменение напряжения в стоке транзистора VT17, которое управляет режимом выходных транзисторов.

Рис. 1.285 Рис. 1.286

Рис. 1.287 Рис. 1.288 Рис. 1.289 Рис. 1.290

Рис. 1.291 Рис. 1.292 Рис. 1.293 Рис. 1.294

Рис. 1.295 Рис. 1.296 Рис. 1.297 Рис. 1.298

 

Для получения максимального усиления в коллекторы транзис­торов VT8 и VT9 включена схема «токового зеркала» на транзисто­рах VT10, VT16. С помощью транзисторов VT19, VT22 и VT24 об­разуется опорное .напряжение, которое используется в различных точках схемы.

Зависимость коэффициента усиления от частоты представлена на рис. 1.286. Частотная характеристика максимального выходного напряжения усилителя для двух режимов работы: кривая 1 (выводы 1 и .8 разомкнуты) и кривая 2 (выводы 1 и 8 замкнуты) приведена на рис. 1.287 для С_н=75 пФ. Изменение высокочастотного сигнала от питающего напряжения показано на рис. 1.288. Зависимость ско­рости нарастания выходного напряжения от напряжения питания дана на рис. 1.289. Температурная зависимость входного тока и разности входных токов представлены на рис. 1.290. Изменение на­пряжения смещения от температуры изображено на рис. 1.291. Для использования ОУ в широком диапазоне питающих напряжений не­обходимо у1итывать зависимости, приведенные на рис. 1.292, 1.293. Схемы включения ОУ в различных режимах работы приведены на рис. 1.294 — 1.298.

МИКРОСХЕМЫ СЕРИИ К574УД1

Микросхема К574УД1. Операционный усилитель (рис. 1.299) является усовершенствованным вариантом микросхемы К140УД8. Он имеет цепь внешней… На входе усилителя стоят два полевых транзистора VT2 и VT3, что обеспечивает…  

Рис. 1.299 Рис. 1300

Рис. 1.301 Рис. 1.302 Рис. 1.303

Рис. 1.304 Рис. 1.305 Рис. 1.306

Рис. 1.307 Рис. 1.308 Рис. 1.309 Рис. 1.310

Рис. 1.311

 

На рис. 1.300 приведена амплитудно-частотная характеристика, а на рис. 1.301 — частотная зависимость напряжения шума, приведенного ко входу. Зависимость коэффициента ослабления синфазного входного напряжения Ът напряжения питания показана на рис! 1.302. На рис. 1.303 даны изменения коэффициента усиления от напряже­ния питания. Зависимость входного тока и разности входных токов от напряжения питания приведены на рис. 1.304 и 1.305. Зависимости входного тока и напряжения смещения от температуры показаны на рис. 1.300 и 1.307.

Особенностью применения усилителя в различных устройствах является использование различных схем балансировки. На рис. 1.308 представлена наиболее распространенная схема балансировки. В этой схеме емкость корректирующего конденсатора С_к<50 пФ., Другой вид схемы балансировки представлен на рис. 1.309. Использование усилителя в качестве повторителя можно осуществить с помощью двух схем, приведенных на рис. 1.310 и 1.311. В этих схемах по-раз­ному включены корректирующие конденсаторы.

 

Глава 2

ЭКВИВАЛЕНТЫ РАДИОЭЛЕМЕНТОВ

Возможность изменения характеристик радиоэлементов с помощью электронных схем дает возможность расширить диапазон применения этих элементов.…

РЕЗИСТОРНЫЕ МОСТЫ

Декада магазина сопротивлений на четырех резисторах. Де­када состоит из четырех резисторов трех номиналов. На основе дека­ды можно создать магазин… Декадный магазин сопротивлений. Схема магазина сопротивле­ний имеет шесть… Резисторные мосты. Мостовая схема имеет вход, не связанный с общей шиной, и аналогичный выход. Для включения ее в…

Рис. 2.1 Рис. 2.2

 

Ток в диагонали моста равен Iо=(Uвх/4R)Дr, где сопротивление диа­гонали моста

На рис. 2.3,6 приведена схема двойного моста, для которого

при (R₅ — R₈)>(R₁ — R₄).

Схема моста с ОУ приведена на рис. 2.3, в. При R₁=R₃, R₂=R₄ K=ДR₄/(R₃ + R₄). .

На рис. 2.3,г показано включение моста ка входе ОУ. Выходное напряжение определяется U_выx = (R₅/R) t₀ при R₅>R и R₅=Rв. Для разных плеч моста усилитель имеет разное входное сопротивление. В этой схеме необходимо иметь попарную регулировку резисторов.

На рис. 2.3, д показана схема, где регулировка резисторов отсут­ствует. Однако этот мост должен иметь незаземленный входной ис­точник. Выходное напряжение U_вых= (1+R₅/R₄)U_м, где U_м — напря­жение моста. Он может регулироваться в широких пределах. Значи­тельно большие возможности у схемы рис. 2.3, е. Эта схема имеет большое входное сопротивление. Коэффициент передачи определяет­ся выражением K=l + (R₅+R₁)/R₆. Его можно регулировать в ши­роких пределах. При R₈=R₁₁ и R₉=К₁₀ ОУ DAB имеет коэффициент усиления, разный единице. Этот усилитель объединяет выходы пре­дыдущих усилителей.

Резнсторный мост в цепи ОС усилителя. Уравновешенный мост, изображенный на рис. 2.4, а, имеет большую нелинейность при значительном отклонении сопротивления одного из резисторов от сопро­тивления другого. Так,

или U₁₂ = 0,25Ea[l — a/2 + a²/4 — ...], где а=ДR/R. Зави­симость проиллюстрирована кривой 1 на графике рис. 2 4, в.

Рис. 23

Рис. 2.4

 

При включении моста в цепь ООС (рис. 2.4, б) изменение выход­ного сигнала от изменения сопротивления резистора определяется линейной зависимостью U_Вых= — (ДR/2R)E. Эта зависимость показа­на прямой 2 на рис. 2.4, в.

Линейный мост с ОУ. Схема моста показана на рис. 2 5. Для по­лучений линейной зависимости выходного сигнала от изменения со­противления резистора моста, который собран на R1 — R4, применя­ется ООС. Эта связь осуществля­ется первым усилителем, выход­ной сигнал которого меняет ток, протекающий по цепи Rl, R2. Уравнение для первого ОУ:

U_выхl/E = R₂/R₁-(R₂+R₁) R₄/(R₃ + R₄)R₁ при R₃=R₄U_BblX/E=[R₂/R_l-l]/2.

Рис. 2.5

 

Отсюда следует, что U_Вых прямо пропорционально измене­нию R2.

Для второго ОУ (DA2) необходимо иметь на выходе нуль при коэффициенте усиления K=R₆/R₅. Для этого следует выполнить ус­ловие E/U_выx = R₆/R₅. Тогда 2/K=(R₂/R₁) — 1 или R₁=R₂K/(К+2).

Погрешности измерительного моста. Для питания моста исполь­зуется выходное напряжение интегральной микросхемы. Измеритель­ным элементом является резистор R5. При изменении сопротивления резистора R5 происходит рассогласование моста. Напряжение рас­согласования усиливается интегральной микросхемой и вновь подает­ся на мост. Эта цепь является цепью ООС. Чувствительность схемы зависит от коэффициента усиления усилителя и его входных токов. С учетом коэффициента усиления усилителя баланс места возможен при сопротивлении резистора R5, определяемом следующим выраже­нием:

где R'₅=R₁(R₆ + R₄a)/[R₂+R₄(l — a)]; a — коэффициент подстройки резистора R₄, изменяемый от 0 до 1.

Для ОУ К153УД1 с K=2*10⁴ отклонение R₅ от R'₆ будет состав­лять 0,02 %. Влияние разности входного тока усилителя можно оце­нить выражением

поскольку выполняется условие равенства сопротивлений на входах ОУ, то

В связи с тем, что на входах схемы стоят резисторы с сопротив­лением меньше 1 кОм, то при разностном токе 0,3 мкА погрешность будет менее 0,1 %. Для стабилизации работы ОУ к нему необходимо подключить следующие элементы: между выводами 5 и 6 С= = 220 пФ, между 1 и 8 — последовательную цепочку К — 1,5 кОм, С = = 100 пФ. Описанная схема представлена на рис. 2.6.

Рис. 2.6 Рис. 2.7

 

Неуравновешенный мост. В уравновешенных мостах выходное напряжение при изменении сопротивлений плеч является нелинейной зависимостью. Для уравновешивания моста необходимо поддержи­вать постоянным ток через резисторы R₃ — R₅. Тогда U_аб = ДRR₂/(R₁+R2)=KДR. Стабилизация тока осуществляется посред­ством сигналов рассогласования ОУ. К выходу усилителя подключен эмиттерный повторитель, который обеспечивает необходимый ток моста (рис. 2.7).

 

ПОТЕНЦИОМЕТРЫ

Каскадное включение потенциометров. При каскадном включении нескольких потенциометров приходится уделять внимание влиянию одного потенциометра на…

Рис. 2.8 Рис. 2.9

 

Потенциометр с квадратичной характеристикой. Выходное на­пряжение, которое снимается с потенциометра, изменяется по квад­ратичному закону в зависимости от угла поворота подвижного кон­такта. Напряжение меняется от 0,16 до 8,5 В. Точность установки выходного напряжения выше 1 % (рис! 2.9).

Сопротивление полевого транзистора. Сопротивление полевого транзистора меняется в зависимости от напряжения на затворе. Вид функции fc = f(Ucn) показан на рис. 2.10, а. Эта зависимость нелинейна. Включение двух резисторов в цепь ОС выравнивает ха­рактеристики полевого транзистора (ряс. 2.10,6). Сопротивления ис­пользуемых резисторов зависят от типа полевого транзистора.

Мостовой управляемый резистор. При включении полевого транзистора в мостовую схему реализуется линейное изменение про-вюдимости цепи от управляющего напряжения. Динамический диа­пазон изменения проводимости равен 20 при максимальном уровне нелинейных искажений менее 1 % (рис. 2.11).

Управляемый резистор. Для получения линейного участка изме­нения сопротивления полевого транзистора применяют ОС В схеме на рис. 2.12, а цепь ОС выполнена на резисторах R1 и R2.-C помо­щью этой связи реализуется линейная зависимость тока, протекаю­щего через транзистор, от напряжения на стоке. Графики представ­лены на рис. 2.12,6. Проводимость полевого транзистора меняется в зависимости от управляющего напряжения на затворе в соответст­вии с графиком на рис. 2.12, г. Для уменьшения тока, протекающего по цепи управления, в схеме на рис. 2.12, в применен ОУ: С помощью ОУ можно значительно уменьшить управляющие напряжения при том же диапазоне изменения проводимости полевого транзистора.

Рис. 2 10

Рис. 2.11

Рис. 2.12

Рис. 2.13

 

Управляемый делитель. В качестве переменного сопротивления в делителях напряжения можно применить полевой транзистор (рис. 2.13,а). Минимальное сопротивление транзистора определяется его крутизной Ro = lfS. Характер изменения сопротивления полевого транзистора изображен на рис. 2.13,6. На рис. 2.13, в показаны ха­рактеристики изменения сопротивления для различных транзисторов серии КП103 в зависимости от напряжения между затвором и исто­ком.

Если на управляющий вход подать переменный сигнал, а на вход — постоянный, то выходной переменный сигнал пропорционален постоянному сигналу.

АТТЕНЮАТОРЫ

 

Высокочастотный аттенюатор. Волновое сопротивление ат­тенюатора 75 Ом. Он- построен на резисторной матрице (рис. 2.14), которая имеет постоянное выходное сопротивление независимо от положения переключателя. Аттенюатор рассчитан на максимальное ослабление сигнала 50 дБ. Максимальное затухание можно увели­чить, подключая аналогичные звенья.

Рис. 2.14

Рис. 2.15

Комбинированный аттенюатор.Коэффициенты передачи аттенюа­торов определяются выражениями: для схемы (рис. 2.15, а) U_выx/U_вx=R_Z/(R₁+R_Z) (передаточные характеристики показаны на рис. 2.15, в — кривые 1, 2, 3); для схемы (рис. 2.15,б) U_ВьиД/вх=R₁/(R₁ +R₂),где

(передаточные характеристики показаны на рис. 2.15, в — кривые 4, 5,6).

В зависимости от сопротивлений резисторов для коэффициента передачи можно получить любой закон изменения. Для случая, ког­да R₂=R4 = 5 кОм и R1=Rз=10 кОм на графике рис. 2.15, в приведе­ны сплошные кривые, а для R2=Rч=0, R| = 1 кОм, Я₃=40 кОм — пунктирная кривая.

Управляемый аттенюатор. Схема аттенюатора (рис. 2.16) по­строена на резисторном делителе напряжения, выходы которого под­ключены к аналоговому переключателю на МОП-транзисторах. Уп­равление интегральной микросхемой осуществляется сигналами на-пряжением минус 15 В. Амплитуда входного сигнала до 10 В. Атте­нюатор дискретно, с шагом 20 дБ, ослабляет сигнал на выходе. На рис. 2.16,6 приведены кривые -изменения фазового угла выходно го сигнала от частоты. Эти изменения связаны с влиянием проходных емкостей полевых транзисторов интегральной микросхемы. Макси­мальный вклад в изменение фазы выходного сигнала оказывают пер­вые два ключа. Кривая 1 характеризует выходной сигнал при ослаб­лении 20 дБ, кривая 2 — при ослаблении 40 дБ, кривая 5 — 60 дБ, кривая 4 — 80 дБ. Если делитель построить на резисторах с сопро­тивлениями R1 — R4=l,2 кОм; R5 — R8=10 кОм, то фазовый сдвиг будет значительно уменьшен. Кривая 5 характеризует выходной сиг­нал при ослаблении 60 дБ для второго варианта аттенюатора.

Рис. 2.16

Рис. 2.17

 

Управляемое линейное сопротивление. Сопротивление полевого транзистора линейно зависит от управляющего напряжения. Как видно из характеристики, существуют два линейных участка: при U_упр>1 В и U_уПр<0,4 В. В первом случае сопротивление меняется от 18 до 37 кОм, а во втором — от 1 до 300 Ом. .Линейность изме­нения сопротивления обеспечивается идентичностью характеристик полевых транзисторов, которые находятся в интегральной микросхе­ме К504НТ4Б. Управление вторым полевым транзистором осущест­вляется посредством изменения режима работы первого транзистора, который включен в цепь ООС (рис. 2.17). ,

Управляемое сопротивление для переменного тока. Схема (рис. 2.18) позволяет получить изменение проводимости транзисто­ров на 100 дБ, при этом ток в управляющей цепи меняется от 0 до 1 мА. Управляющее напряжение включается таким образом, чтобы открыть транзисторы. Сопротивление n-р перехода при малых сме­щениях меняется в широких пределах. Входной сигнал проходит через четыре n-р перехода.

Рис. 2.18

 

Для германиевых транзисторов управляющий ток должен лежать в диапазоне от 10 мкА до 10 мА. Сопротивление меняется по форму­ле R=1,1/h_21Э I, где h_21Э — коэффициент передачи транзистора. У кремниевых транзисторов управляющий ток равен от 1 мкА до 1 мА, а сопротивление меняется по формуле R — 2,5/h_21ЭI. Входное сопротивление при I_у=0 для германиевых транзисторов составляет 4,7 кОм, для кремниевых транзисторов — 2,3 кОм. При входном сиг­нале 50 мВ нелинейные искажения составляют менее 3,5 %. В схеме транзисторы VT1 и VT2 можно заменить интегральной микросхемой К10КТ1, а транзисторы VT3 и VT4 — интегральной микросхемой К124КТ1 (К162КТ1).

ЭКВИВАЛЕНТЫ КОНДЕНСАТОРОВ

Уменьшение емкости постоянного конденсатора. Включение конденсатора в цепь ОС активного элемента позволяет управлять эквивалентной емкостью с… Увеличение емкости постоянного конденсатора. Подключением конденсатора в цепь… Переменный конденсатор на ОУ. Конденсатор постоянной емко­сти (на схеме рис. 2.21, о) превращается в переменный за…

Рис. 2.19

Рис. 2.20 Рис. 2.21

 

ЭКВИВАЛЕНТЫ ДИОДОВ И ТРАНЗИСТОРОВ

Первая схема на рис. 2.22 имеет коэффициент усиления, равный единице. Во второй схеме коэффициент усиления можно менять при изменении сопротивлений… Управляемый идеальный диод.Для настройки схемы на вход ОУ следует подать…

Рис. 2.22

Рис. 2.23

Рис. 2.24

 

Стабилизация характеристик транзисторов. Применение ООС для транзисторов, у которых выходные характеристики сильно изме­няют свою форму с увеличением базового тока, позволяет значитель­но улучшить эти характеристики. Схема устройства приведена на рис. 2.24, а. На рис. 2.24,5 приведены характеристики транзистора без ОС, а на рис. 2.24, в — с учетом элементов ОС. В результате этого коэффициент передачи транзистора изменился с 60 на 10 при коллекторном напряжении 20 В. На рис. 2.24, г приведены характе­ристики с уменьшенным эмиттерным сопротивлением. Коэффициент передачи транзистора в этом случае равен 20.

ПАРАМЕТРЫ КОНТУРА

Эмнттерный умножитель добротности. Увеличение доброт­ности контура на низких частотах при малых значениях индуктив­ности осуществляется, за счет ПОС… Активная индуктивность. Известно, что ток и напряжение на индуктивности…

Рис. 2.25

где ki и K₂ — коэффициенты усиления интегральных микросхем и R₁+R₂=R. Ток

Рис. 2.26

 

Поскольку К1 и K2->oo, то

Следовательно, экви-

валентные параметры будут равны

Если сопротивление rl имеет отрицательное значение, то при вклю­чении индуктивности в схему следует учитывать возможность са­мовозбуждения.

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СОПРОТИВЛЕНИЙ

Преобразователь «сопротивление — напряжение». Преобра­зователь (рис. 2.27) построен на основе стабилизатора тока, выпол­ненного на ОУ и транзисторе.…

Рис. 2.27 Рис. 2.28

 

Рис. 2.29

 

Схема преобразования сопротивления. В схеме на рис. 2.28 за счет ПОС в ОУ осуществляется преобразование сопротивления. Ко­эффициент передачи по току определяется выражением

I_вх/Iн = R₃/R₂ — R_н/R₁илиR_вх = U_вх/I_вх=U_вх/I_н(1 — a).приR₃=R₂, R_н/R₁=a.

Для а=1 эквивалентное сопротивление равно бесконечности. Когда же а больше единицы, входное сопротивление становится от­рицательным.

Транзисторный делитель сопротивлений. Делитель сопротивле­ний, выполненный по схеме рис. 2.29, позволяет уменьшить сопро­тивление входного резистора в коэффициент передачи раз.

Начиная с входного тока 8 мкА, выходной ток практически пропорционален входному. Коэффициент передачи равен 500. Если на вход подан сигнал с амплитудой. U_Вх, то на выходе будет ток (U_вx/r)500. Следовательно, сопротивление цепи г уменьшается в 500 раз.

Делитель тока. Устройство (рис. 2.30) состоит из четырех диф­ференциальных пар транзисторов. Максимальный ток 8 мА протека­ет через VT9. Этот ток задается напряжением на базе и сопротивле­нием резистора R6. В эмиттерах транзисторов VT7 и VT8 общий ток разветвляется. Половина тока транзистора VT9 протекает через транзистор VT8, другая половина — через транзистор VT7 к следую­щей паре транзисторов, где ток также делится поровну. Коллекторный ток транзистора VT6 равен 2 мА. Последующие пары транзисто­ров осуществляют аналогичные операции. В результате на выходах схемы происходит пропорциональное деление токов. Поскольку па­раметры транзисторов могут отличаться, в базах включены потен­циометры, которые балансируют пары транзисторов. Вместо транзи­сторов в схеме можно применить интегральную микросхему К198НТ5, что значительно уменьшит габаритное размеры устройства.

Рис. 2.30

 

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ТОКА

Ограничитель тока. Ограничение коллекторного тока тран­зистора VT2 (рис. 2.31) осуществляется в результате открывания транзистора VT1. При малых… Пороговый ограничитель тока. Ограничитель выходного тока построен по принципу…

Рис. 2.31

 

Транзисторный трансформатор постоянного тока. Трансформатор (рис. 2.33) питается от двух источников напряжения. Первый источ­ник включен в базовую цепь транзисторов, а второй — в коллекторную цепь. Эти источники не связаны между собой. От первого источ­ника ток протекает в базах и в резисторе R1. Пороговое напряже­ние открывания транзисторов равно 0,6 В. Ток второго источника, протекающий через коллекторы транзисторов, определяется сопро­тивлением в цепи эмиттеров. Проходные характеристики схемы по­казаны на рис. 2.33, б. По ним можно определить коэффициент транс­формации. Если h_21Э R2=10 R1, где h_21Э — минимальный коэффи­циент передачи по точу одного из транзисторов, то коэффициент трансформации определяется как отношение R1/R2.

Преобразователь сопротивлений. Устройство преобразует поло­жительное активное сопротивление в отрицательное. Это преобразо­вание осуществляется за счет изменения направления тока на выходе схемы (рис. 2.34) по отношению ко входу. Входное, напряжение по­ложительной полярности создает ток в эмиттерной цепи транзистора VT1. Порог открывания транзистора равен 100 мВ. Коллекторный ток этого транзистора равен Iк=0,98Iэ. Ток транзистора VT2 будет определяться напряжением в базе и сопротивлением в эмитте­ре: Iвых=(0,98R₂I_Э — U_БЭ)/R₃, где V бэ =0,6 В — порог открыва­ния транзистора VT2. Если Iвх — U_вх/R₁, то I_вых = — KIвх, где К — коэффициент преобразования — определяется из характеристик.

ОтсюдаI_вых = — KU_вх/R₁, или— R₁/K= U_ВХ/I_ВЫХ.

Инвертор тока. В схеме на рис, 2.35 выходной ток прямо пропор­ционален входному. Это достигнуто за счет применения падения на­пряжения от входного тока на транзисторе VT1 в диодном включении: Коэффициент пропорциональности между токами зависит от отношения коэффициентов передачи транзисторов

Рис. 2.32

Рис. 2.33

Рис. 2.34

Рис. 2.35 Рис. 2.36

 

Генератор стабильных токов. Коэффициент стабилизации выход­ных токов схемы на рис. 2.36 прямо пропорционально зависит от коэффициента усиления ОУ без ОС. С помощью ОУ стабилизируется напряжения в эмиттере транзистора VT1. Ток I₁ зависит от напря­жения на неинвертирующем входе ОУ, от сопротивления резистора R3; I_l = ER₂l(R₁+R₂)R₃. Поскольку падение напряжения на переходе база — эмиттер у однотипных транзисторов мало отличаются (прак­тически не отличаются), то ток I₂ будет обладать стабильностью, аналогичной стабильности тока I₁. Ток определяется выражением I₂=ER₂/(Ri+R₂)R₄. Выходные токи связаны между собой зависи­мостью I₂=I_l(R₃/R₄).

9. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ «НАПРЯЖЕНИЕ — ТОК»

 

Мощный преобразователь «напряжение — ток». В схеме преобразователя на рис. 2.37 коллекторный ток транзистора VT4 определяется выражением li=U₃$R. Этот ток создает падение на­пряжения на переходе коллектор — эмиттер транзистора VTL.

Рис. 2.37

 

Поскольку транзисторы VT1 и VT2 одного типа, то на втором транзисторе будет аналогичное напряжение. Это напряжение вы­звано током, протекающим через транзистор VT3. Максимальный выходной ток определяется допу­стимой мощностью рассеивания транзистора VT3. Для токов свы­ше 5 мА линейность преобразова­ния выше 1%. Для стабилизации работы ОУ необходимо между вы­водами 5 и 6 подключить конден­сатор С = 56 пФ, а между выхо­дами 1 и 8 — последовательно включенные резистор R = 1,5 кОм и конденсатор С=300 пФ. Двухполярный источник тока. Схема преобразования источника напряжения в двухполярный источник тока (рис. 2.38) построена на основе генератора тока, выполненного на полевом транзисторе. Независимо от полярности входного напряжения на сток транзисто­ра подается минус по отношению к истоку. Он всегда находится в нормальном режиме включения. Это достигается диодной мостовой схемой. Транзистор начинает проводить при входном напряжении больше 1,4 В. Режим стабилизации тока происходит при U>6 В.

В устройстве вместо диодов КД503 можно применить интеграль­ную микросхему КЦ403, а для выходного тока более 100 мА — К142НД5 при соответствующей замене полевого транзистора на КП903В.

Рис. 2.38

 

Преобразователь «напряжение — ток». Преобразование напря жения в ток осуществляется на выходе ОУ DA1 (рис., 2.39). Две по­следующие интегральные микросхемы осуществляют контроль вы-

.ходного тока. Микросхема DA2 является повторителем, а на выходе интегральной микросхемы DA3 устанавливается напряжение, равное падению напряжения на резисторе R3. Это напряжение подается на вход ОУ DA1, где оно сравнивается с входным напряжением. Кру­тизна передаточной характеристики равна 0,5 мА/В. При этом нелинейность характеристики не хуже 0,05 % при сопротивлении нагруз­ки меньше 1 кОм. Выходной ток регулируется в пределах от — 5 до +5мА. Температурная нестабильность выходного тока 0,01 мкА/град. Выходное сопротивление более 5 кОм.

Двухполярный преобразователь «напряжение — ток». Основные параметры схемы на рис. 2.40 описываются выражением

где Iн — ток, протекающий на выходе схемы; U₂ — напряжение на выходе интегральной микросхемы DA1. Если сопротивления резисто­ров выбраны таким образом, что R₁/(R₁+R₂)=Rз/(Rз+R₄), то Iп= = Uвх/R₅. В зависимости от знака входного напряжения выходной ток может иметь как положительную, так и отрицательную поляр­ность.

Рис. 2.39 Рис 2.40

Рис. 2.41

 

Преобразователь «ток — напряжение». Преобразователь (рис. 2.41) построен на принципе усилении напряжения, которое образуется на низкоомном сопротивлении от протекающего входного тока U_вых=КI_вх. Коэффициент преобразования схемы K-= R₆(R3/R4). Для настройки ОУ при I_вх=0 служит резистор R2.

В схеме рис. 2.41, с часть входного тока ответвляется в цепь Ri+R₃. В схеме рис. 2.41,6 потери входного тока отсутствуют. Здесь можно увеличить коэффициент преобразования до 100, уменьшить сопротив­ление резистора R4 и увеличить R5.

 

КАСКОДНОЕ ВКЛЮЧЕНИЕ

Управляемый делитель на транзисторах. Делитель напряжения (рис. 2.42) построен на двух транзисторах, у которых используются сопротивления перехода…

Рис. 2.42

 

Рис. 2.43

 

Каскодное включение полевого и биполярного транзисторов. Приведенные на рис. 2.43 схемы включения имеют большое входное сопротивление. Коэффициент пер.едачи определяется структурной схемой. Он зависит от h_21Э — h_21Б (1 — h_21Б) — коэффициента передачи биполярного транзистора и от s — крутизны полевого транзи­стора. На рис. 2.43, а устройство имеет коэффициент передачи

 

Глава 3

ДВУХПОЛЮСНИКИ С ОТРИЦАТЕЛЬНЫМ СОПРОТИВЛЕНИЕМ

Устройства, вольт-амперная характеристика которых имеет падающий участок, могут быть двух типов. Они отличаются по виду характеристик.… Схемы с отрицательным дифференциальным сопротивлением на­ходят применение для… Разработаны и исследованы различные схемы, обладающие отри­цательным сопротивлением. Эти схемы построены в основном на…

I. СХЕМЫ С ХАРАКТЕРИСТИКОЙ S-ВИДА

Схема последовательного принципа действия. Устройство (рис. 3.1) имеет S-образную вольт-амперную характеристику. Поло­жительное входное напряжение… Схема с управляемой вольт-амперной характеристикой. Для полу­чения такой…  

Рис. 3.1

 

Схема с непосредственной связью. В исходном состоянии оба транзистора (рис. 3.3) закрыты. При увеличении напряжения, когда напряжение „база — эмиттер больше 0,5 В, транзистор VT2 откры­вается. Коллекторный ток транзистора VT2 открывает транзистор VT1. Поскольку в эмиттерно-коллекторной цепи этого транзистора включены низкоомные резисторы, через VT1 будет протекать весь входной ток. Напряжение на входе упадет. После того как транзи­стор VT1 войдет в режим насыщения, входной ток будет опреде­ляться резисторами Rl, R2.

Схема с ПОС.При небольших напряжениях источника питания транзисторы (рис. 3.4) закрыты. Протекающий ток будет опреде­ляться резистором R3, сопротивление которого на порядок выше сопротивлений всех остальных резисторов. Увеличение напряжения» вызывает рост падения напряжения на резисторах R1 и R5, что при­водит к открыванию транзисторов. При насыщении транзисторов ток будет определяться резисторами R1 и R5.

Рис. 3.2

 

Транзистор в режиме лавинного пробоя. При коллекторном на­пряжении больше предельно допустимого значения транзистор пере­ходит в режим лавинного пробоя. Вольт-амперные характеристики транзистора в этом случае будут иметь вид, представленный на рис. 3.5, а.

В режиме лавинного пробоя могут быть использованы транзи­сторы интегральной микросхемы К101КТ1. Транзисторы применяют в прямом и инверсном включении. При включении сопротивления Кб между базой и эмиттером (рис. 3.5, в) транзисторы имеют управ­ляемую 5-образ«ую характеристику. В инверсном включении пробой эмиттерного перехода наступает при напряжении 7 — 8 В. В этом включении наблюдается высокая стабильность характеристики. Тем­пературный коэффициент 0,02 — 0,04 %/град. Эти свойства обуслов­ливают применение их в различных быстродействующих импульсных схемах с временем нарастания около 10 не.

Управляемая напряжением каскадная схема включения. Состав­ной каскад (рис. 3.6) на транзисторах разной проводимости позво­ляет создать аналог элемента с S-образной вольт-амперной характе­ристикой. Подобными характеристиками обладают лавинные и одно-переходные транзисторы.

Транзистор VT1 в исходном состоянии закрыт напряжением ERafCRi+Rz+Ra). Когда входное напряжение превышает этот уро­вень, начинают проводить оба транзистора. Коллекторный ток тран­зистора VT1 уменьшает напряжение на резисторе R1 и тем самым уменьшает напряжение на базе транзистора VT2. На характеристике формируется падающий участок. С дальнейшим увеличением входно­го напряжения транзистор VT1 входит в насыщение. Эмиттер оказы вается подключенным ко входу. В этом случае весь ток входной цепи протекает через транзистор VT2, который не находится в насыщении. Дифференциальное отрицательное сопротивление на падающем уча­стке характеристики определяется выражением R₁R₃h_2l3/(R₁+R₂ + + R₃), где h_21Э — коэффициент передачи по току транзистора VT1.

Рис. 3.3

Рис. 3.4

Рис. 3.5

Рис. 3.6

 

СХЕМЫ С ХАРАКТЕРИСТИКОЙ N-ВИДА

Управляемая напряжением схема последовательного включения транзисторов. Двухполюсник рис. 3.7 обладает JV-образной характе­ристикой. При нулевом… Схема с параллельным включением транзисторов. При входном напряжении меньше 2… Схема усилителя постоянного тока. При малых напряжениях на входе (рис. 3.9) транзистор VT1 закрыт. Входное напряжение…

Рис. 3.7

Рис. 3.8

 

Лямбда-диод. Устройство (рис. 3.10) состоит из двух полевых транзисторов разной проводимости. Транзистор VT1 имеет канал типа n, а транзистор VT2 — типа р. При нулевом напряжении на затворе,,оба транзистора проводят. В схеме они включены в цепь ООС последовательно по отношению один к другому. Можно счи- тать, что в исток транзистора VT1 включено переменное сопротивле­ние. Протекающий через транзистор VT1 ток создает на транзисторе VT2 падение напряжения, закрывающее транзистор VT1. В свою очередь сопротивление транзистора VT2 меняется ,в зависимости от падения напряжения-на транзисторе VT1. Таким образом, с увеличе­нием протекающего тока транзисторы стремятся закрыться. Когда падение напряжения на транзисторах достигнет уровня отсечки, про­текающий ток будет близок к нулю.

На графике рис. 3.10, а показаны характеристики для двух тран­зисторов, которые отличаются напряжением .отсечки. Для транзисто­ра КП103К напряжение отсечки равно 4 В, а для КП103Л — б В. У транзистора КПЗОЗ напряжение отсечки составляет 8 В. Для изменения наклона отрицательного участка характеристики можно включить между истоками транзисторов резистор. Семейство вольт-амперных характеристик можно реализовать при включении вместо постоянного резистора полевого-транзистора (показано на схеме и графике рис. 3.10,6).

Схема с вольт-амперной характеристикой, управляемой током. Приведенная на рис. 3.11 схема позволяет получить управляемое отрицательное сопротивление. Управление осуществляется по базе транзистора VT1. Коллекторный ток транзистора VT1 зависит от базового тока смещения. Резистор R совместно с транзисторами VT2 я VT3 управляют базовым током. При увеличении напряжения на коллекторе транзистора VT1 увеличивается ток, протекающий через цезистор R. Этот ток поступает в базу транзистора VT2. Коллектор­ный ток транзистора VT2 уменьшает базовый ток транзистора VT1. С уменьшением сопротивления резистора R скорость уменьшения коллекторного тока транзистора VT1 возрастает, что видно при срав­нении графиков на рис. 3.11,6 и в.

Рис. 3.9

Рис. 3.10

 

Схема с ООС. Устройство, схема которого приведена на рис. 3.12, имеет N-образную вольт-амперную характеристику. Воз­растающий участок этой характеристики формируется транзистором VT1. При напряжении на входе меньше 3 В транзистор VT1 нахо­дится в открытом состоянии. По мере увеличения напряжения на входе транзистор VT2 переходит в проводящее состояние, что вызы­вает уменьшение напряжения на его коллекторе. Транзистор VT1 закрывается. Когда оба транзистора в проводящем состоянии, фор­мируется участок характеристики с отрицательным сопротивлением (рис. 3.12,6).

Схема с ограничителем тока. При входном напряжении (рис. 3.13) меньше 1 В транзистор VT2 находится в открытом со­стоянии. Через него протекает максимальный ток, определяемый вы­ражением Eh_21Э/(R₁+R₂), где h_21Э2 — коэффициент передачи тран­зистора VT2. Когда напряжение, достигнет значения, необходимого для открывания транзистора VT1, транзистор VT2 закрывается. На вольт-амперной характеристике образуется падающий участок. При напряжении на входе 1»5 В транзистор VT1 полностью откроется и весь ток схемы определится сопротивлениями резисторов R1 и R2. Если включить параллельно транзистору стабилитрон с напряжением стабилизации 4,5 В, те при входном напряжении 4,5 В ток резко воз­растет.

Рис. 3.11

Рис. 3.12

Рис. 3.13

Рис. 3.14

Рис. 3.15

 

Схема на ОУ. Операционный усилитель с ПОС (рис. 3.14) через резистор R1 обладает участком с отрицательным дифференциальным сопротивлением r=R1R2/R3. На этом участке соблюдается хорошая линейность. Размах участка определяется напряжением насыще­ния ОУ.

Комбинированная схема. В исходном состоянии, когда входное напряжение схемы (рис. 3.15) минимально, полевой транзистор об­ладает максимальной проводимостью. С увеличением напряжения Uп на выходе ОУ образуется напряжение, которое стремится закрыть транзистор. По достижении напряжения отсечки полевой транзистор полностью закрывается. Весь ток входной цепи будет течь через ре­зисторы R1 и R2. Момент закрывания полевого транзистора можно регулировать напряжением по неинвертирующему входу ОУ. Кроме того, если увеличить отношение сопротивлений резисторов R?IRi, то можно уменьшить входное напряжение, при котором транзистор за­кроется. Для защиты полевого транзистора от больших положитель­ных управляющих напряжений служит цепочка R3, VD,

Глава 4

УСИЛИТЕЛИ

Область использования усилителей обширна. Многообразие назначения усилителей порождает различия в требованиях, которым они должны отвечать. В связи… 1. В усилителях звукового диапазона частот основное внимание уделяется… 2. Селективные усилители применяют в промышленных системах обработки информации, .когда необходимо из широкого спектра…

I. УПРАВЛЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТОМ УСИЛЕНИЯ

Плавная регулировка коэффициента передачи.На рис 42 пока­зано несколько схем включения.ОУ, в которых осуществляется плав­ная регулировка…

Рис. 4.1

Рис. 4.3 Рис. 4.4

 

Дискретное изменение коэф­фициента передачи. Дискретный способ регулирования усиления применяется при точных измере­ниях исследуемого сигнала. Приве­дены две схемы (рис. 4.3), кото­рые отличаются режимами работы усилителя в моменты переключе­ния с контакта-на контакт. В пер­вом случае один из входов ОУ находится в свободном положе­нии. Здесь входной сигнал не проходит- на выход. Во втором случае вход ОУ подключается через резистор R1 к общей шине. В этом режиме усилитель обладает максимальным усилением. От входного сигнала усилитель пер.еходит в режим насыщения.

Температурная стабилизация ОУ. Для температурной стабили­зации ОУ к его инвертирующему входу подключена терморегулирую-щая цепочка (рис- 4.4). Эта цепочка построена на двух стабилитро­нах. Стабилитрон VD1 имеет отрицательный ТКН, стабилитрон VD2, включенный в прямом направлении, имеет положительный ТКН. В результате с помощью потенциометра R2 можно выбрать любое значение ТКН, которое необходимо .для ОУ. С помощью потенцио­метра R4 компенсируется постоянное напряжение, поступающее от стабилитронов.

 

СДВОЕННЫЕ ОУ

Последовательное соединение двух ОУ. Последовательное соединение двух ОУ (рис. 4.5) позволяет получить большой коэффи­циент передачи,…

Рис. 4.5

Рис. 46 Рис. 4.7

 

Плавная регулировка коэффициента передачи параллельно вклю­ченных ОУ. Схема усилителя, приведенного на рис. 4.6, позволяет плавно уменьшать сигнал на одном выходе при одновременном уве­личении его на другом. Если потенциометр R5 находится в положе­нии, когда точка соединения резисторов R3 и R4 подключена к общей шине, то входной сигнал проходит через интегральную микросхему DA2. В другом крайнем положении потенциометра работает микро­схема DAL При прохождении входного сигцала через одну интег­ральную микросхему на входе другой сигнал не равен нулю. За счет сопротивления контактов входной сигнал ослабляется только на 80 дБ. В среднем положении потенциометра работают оба усилите­ля. В этом положении входное сопротивление схемы равно 70 кОм.

Сдвоенные ОУ. Для повышения температурной стабильности из­мерительных усилителей в схемах (рис. 4.7) объединяют два ОУ, поскольку они, обладают синхронным изменением параметров. Уси­литель обладает коэффициентом усиления более 200. Коэффициент усиления первого каскада рассчитывается по формуле K_{y и 1}=(2R₁ +Rз)/R2, а коэффициент усиления второго каскада — K_{у K2}=R₆}R₄. Влияние входного синфазного сигнала и передачу его на выход как парафазного сигнала можно уменьшить, подобрав попарно равными сопротивления R4 и R5, а также R6 и R7. Схема имеет большое входное сопротивление, которое практически не зависит от изме­нения коэффициентов усиления ОУ.

Рис. 4.8 Рис 49

Составной ОУ. Усилитель, со­бранный по схеме рис. 4.8, обла­дает большим входным сопротив­лением. Если одиночный ОУ имеет входное сопротивление приблизи­тельно 0,5 МОм, то входное со­противление составного усилите­ля более 10 МОм. Это достигает­ся за счет глубокой ООС с по­мощью усилителя DA2. Этот же усилитель позволяет также значительно повысите (до 100 дБ) ко эффициент ослабления синфазного сигнала В этом случае необхо димо более тщательно подобрать сопротивления резисторов RL и R2 Усилители с симметричным выходом. Схема формирования двух-потярного выгодного напряжения (рис 49, а), имеет низкие входное и выходное сопротивления Для выравнивания выходных напряже ний как по положительному, так и по отрицательному выходам не­обходимо выполнить условия

Схема рис 4 3, б состоит из двух О У, включенных последователь­но. Здесь напряжение U₂ = U₁ (1+R₂/R₁), a U₂=U₁^- (1+R₄/R₁) х (l+R₂R₁) Эта схема может быть использована при подаче вход ного сигнала на любой вход ОУ Она может иметь как малое вход ное сопротивление (когда сигнал подается на инвертирующий вход), так и большое входное сопротивление (когда сигнал поступает на неинвертирующич вход) Эта схема не симметрична и несбалансиро-вана На рис 4 9, в показана схема, где ОУ работают симметрично, причем они последовательно балансируют друг друга Выходное на пряжение опоедеаяется согласно выражениям U2 = U⁺₁ (1+R1/R2) и U₂⁺ = U₁^- (1+R₁/R₂) Эта схема имеет большое входное сопротив­ление

Схема с перекрестной балансировкой приведена на рис 4 9, г Она симметрична относительно входа и выхода, имеет большое входное сопротивление Выходное напряжение определяется выраже ниями

Для коэффициента передачи, равного единице, можно считать R1 = = R3 = 0, а R2=оо

РАСШИРЕНИЕ ВОЗМОЖНОСТЕЙ ОУ

Подключение ОУ к однополярному питанию. Для подключения усилителя к однополярному источнику питания создается делитель напряжения на стабилитронах… Операционный усилитель с большим выходным сигналом. Приведенная на рис 4 11…

Рис. 4.10 Рис 4.11 Рис 4.12

Рис. 4.13

 

Работа усилителя при увеличенных питающих напряжениях. Уси­литель (рис 4.12) позволяет подключить ОУ к источникам питания, напряжения которых превышают максимально допустимые напряже­ния ОУ. Стабилитроны VDJ и VD2 подключаются к источнику пита­ния ±50 В. Относительно средней точки на стабилитронах устанав­ливается напряжение ±13 В. Этим напряжением питается ОУ. По­скольку выходной сигнал усилителя снимается со средней точки, то мгновенные значения этого сигнала синхронно меняют уровни пита­ющих напряжений. Это отслеживание позволяет увеличить амплиту­ду выходного сигнала до 30 В при условии, что усилитель имеет коэффициент усиления, близкий к единице, т. е. R₂/R_l = 1.

Мощный усилитель Двухполярных сигналов. Усилитель (рис. 4 13) состоит из двух ОУ с мощными транзисторами на выходе. Схема симметричная. Резисторами R4 и R5 устанавливается напряжение 0,3 В для устранения искажений типа «ступеньки» в выходном сиг­нале. Аналогичные функции выполняют резисторы R6, R7, R12 — R15. Нелинейные искажения уменьшаются также за счет ООС в каж­дом ОУ.

 

УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ

Усилитель с выходной мощностью 4 Вт. Усилитель (рис 4 14) выполнен по двухтактной схеме Для предварительного усиления служит интегральная микросхема…

Рис. 4.14

Рис. 4.15

 

Усилитель с выходной мощностью 2 Вт. Усилитель- (рис. 4.15) отдает в нагрузку мощность 2 Вт при питающем напряжении 12 В, 0,8 Вт — при напряжении 9 В и 0,25 Вт — при напряжении 6 В. При максимальной мбщности коэффициент гармоник составляет 1 %. Входное сопротивление равно 25 кОм. Полоса рабочих частот 80 Гц — 12 кГц. Для обеспечения равномерности частотной характе­ристики и для устранения искажений типа «ступеньки» с выхода уси­лителя на вывод 3 микросхемы подается ООС. Изменением сопро­тивления резистора R3 можно регулировать ООС. При этом рас­ширяется полоса частот, уменьшаются нелинейности, но и падает коэффициент усиления.

Рис. 4.16 Рис. 4 17

 

Усилитель мощности на интегральной микросхеме К157УС1. Вы­ходная мощность усилителя 0,5 Вт. Чувствительность лежит в преде­лах 15 — 30 мВ. Коэффициент гармоник в полосе частот от 50 Гц до 15 кГц не превышает 0,3 %. При напряжении питания 12 В можно получить выходную мощность 1,5 Вт. Схема представлена на рис. 4 16.

Усилитель мощности на 12 Вт. Усилитель (рис. 4.17). имеет поло­су частот от 10 Гц до 20 кГц. В этой полосе частотная характеристи­ка имеет неравномерность 2 .дБ. Коэффициент передачи может ме­няться от 1 до 100. Амплитуда выходного сигнала на нагрузке 3 Ом равна 9 В. Налаживание усилителя сводится к подбору корректиру­ющей цепочки интегральной микросхемы. Выходные транзисторы ра­ботают без начального смещения. «Ступенька» в выходном сигнале устраняется за счет ООС. ,

ПРЕДУСИЛИТЕЛЙ С УПРАВЛЯЕМЫМИ ПАРАМЕТРАМИ

Усилитель компенсации предыскажений. Усилитель (рис. 4.18) со- спадающей частотной характеристикой применяется при воспроизведении грамзаписи с… Усилитель с АРУ. Усилитель (рис. 4.19) имеет нелинейную зави­симость… Параллельные усилители. Параллельное включение усилителей (рис. 4.20) увеличивает амплитуду сигнала в N раз, в то…

Рис. 4.18

Рис. 4.19

 

Усилитель на микросхеме К284СС2А. Усилитель {рис. 4.21) имеет коэффициент усиления более 10⁴. С помощью резистора R4 коэффи­циент передачи можно менять в пределах от 50 до максимального значения, равного примерно 10⁴. Верхняя граничная частота равна 10 кГц. Режим по постоянному току осуществляется с помощью де­лителя R1 и R3 и стабилизатора напряжения, выполненного на эле­ментах R6 и VD1.

Интегральная микросхема может работать и при пониженных напряжениях источников питания. Вместо напряжения питания 12 В можно применить напряжение 4 В, предварительно заменив стабилитрон резистором (1,5 кОм) с параллельно включенным кон­денсатором (50 мкФ). Однако следует иметь в виду, что. максималь­ная амплитуда неискаженного сигнала в этом случае будет равна 0,5 В.

Рис. 4.20

 

Рис. 4.21 Рис. 422 Рис. 4 23

 

Микрофонный усилитель на микросхеме К224ПП1. Усилитель имеет коэффициент усиления 100. В нем осуществлена полная термостабилизация. Входное со­противление 2 кОм, а выходное — 500 Ом (рис. 4.22).

Микрофонный усилитель. Усилитель (рис. 4.23) питается от од­ного источника. Напряжение этого источника определяет максималь-ную амплитуду неискаженного выходного сигнала, т. е. при ±U_a, равном 4; 6; 8; 12; 15; 18; 24 и 30 В, U_выx равно соответственно 0,4; 1,4; 1,7; 2,3; 3,2; 3,9; 5,2 и 6,5 В.

Снижение напряжения питания отрицательной полярности до 4 — 5 В приводит к уменьшению на несколько процентов коэффици­ента усиления. Уменьшение положительного напряжения приводит к уменьшению максимальной амплитуды выходного сигнала. При пониженном питании частотная характеристика остается без изме­нения.

Операционный усилитель с большим входным сопротивлением. Входное сопротивление ОУ К140УД1А можно повысить при включе­нии на входе микросхемы К101КТ1 (рис. 4.24). В микросхему К101КТ1 входят два хорошо подобранных транзистора. Входное сопротивление составного ОУ может превышать 10 МОм. Входной ток менее 0,2 мкА. Частотная характеристика усилителя равномерна в полосе от 0 до 500 кГц при подключении вывода 8 к 5.

Операционный усилитель с малым выходным сопротивлением. Дополнительные транзисторы в схеме на рис. 4.25, несмотря на от­сутствие начального смещения, уменьшают выходное сопротивление ОУ до 100 Ом. При переходе сигнала через нуль на выходном сиг­нале образуется «ступенька» в 100 мВ. Без компенсирующих эле­ментов в схеме возникают колебания с частотой от 2 до 10 МГц. Ге­нерация срывается при R = 70 — 120 Ом и С= 100 пФ. Температурный дрейф нуля 20 мкВ/град. Коэффициент усиления K=R₂/R₁.

 

Рис. 4.24 Рис. 4.25

 

Линейный ОУ. Линейность выходного сигнала ОУ нарушается с уменьшением нагрузки. Подключение двух транзисторов на выход усилителя (рис. 4.26) позволяет уменьшить выходное сопротивле­ние и увеличивают нагрузочную способность схемы. Два диода в базовой цепи транзисторов устра­няют порог открывания выходных транзисторов. Нелинейность

входной характеристики транзи­стора легко уменьшается ООС че­рез резисторы R1 и R2. Такое включение дополнительных тран­зисторов обеспечивает выходной ток до 100 мА.

Усилитель с управляемым ко­эффициентом передачи. Коэффи­циент передачи усилителя (рис. 4.27) меняется дискретно. Уп­равление осуществляется с по­мощью декады резисторов R3 — R7. Когда переключатель нахо­дится в положении I, декада под­ключена ко входу ОУ. На входе усилителя образуется делитель напряжения между резистором R1 и декадой. При подаче в ба­зу транзистора VT1 положитель­ного напряжения он открывается. В результате ко входу усилителя оказывается подключен делитель из резисторов R1 и R3. Коэффи­циент передачи схемы равен 0,5. При включении транзисторов VT2 — VT5 коэффициент передачи будет равен соответственно 0,25; 0,125; 0,0625 и т. д.

Положение переключателя II включает декаду в цепь ООС. В этом случае включение тран­зисторов VT2 — VT5 реализует схе­му с коэффициентом усиления ОУ, равным 1, 2, 3 и т. д. Максималь­ный коэффициент усиления ра­вен 32. Амплитуда входного сиг­нала не должна превышать 5 В. Вместо транзисторов VT1 — VT5 может быть использована инте­гральная микросхема К198НТ1.

Рис. 4 26 Рис. 4.27 Рис. 4.28

Рис. 4 29

 

Управление с помощью поле­вых транзисторов коэффициентом усиления. С помощью полевых транзисторов, включенных в схему моста, можно в широких пределах-управлять коэффициентом переда­чи ОУ (рис. 4.28). Несмотря на то, что сопротивление сток — исток полевого транзистора нелинейно меняется от напряжения в затворе, в данной схеме линейность сохраняется, в широких пределах. Это достигается благодаря изменению в небольших пределах напряже­ния между истоком и стоком при большом диапазоне изменения сиг­нала. Коэффициент усиления схемы определяется по формуле K_y.u= =R₄U_yпp/R₂U_ЗИотc, где U_упр — управляющее напряжение на за­творе; U_{зи отс} — напряжение отсечки полевого транзистора.

Усилитель с диодной регулировкой коэффициента усиления. Ре­гулировка коэффициента усиления в схеме (рис. 4.29) осуществляется за счет изменения сопротивления кремниевого диода в зависимости от протекающего через него постоянного тока. Возможны два вари­анта включения диода: параллельно эмиттерному сопротивлению и параллельно коллекторному сопротивлению. В первом случае с уве­личением протекающего тока через диод или при увеличении напря­жения на диоде коэффициент усиления возрастает. Это связано с тем, что общее сопротивление в эмиттере транзистора для перемен­ного тока уменьшается. Во втором случае сопротивление диода, под­ключенного параллельно резистору R3, уменьшает коэффициент усиления с увеличением тока, протекающего через него. Схема эффек­тивно работает при входном сигнале не более 10 мВ. Управляющее напряжение меняется от 0 до 12 В. Это напряжение можно снизить, если уменьшить сопротивление резистора R5.

 

Рис. 4.30 Рис. 4.31

Рис 4.32 Рис. 4.33

 

Малошумящий усилитель на интегральных микросхемах. Усили­тель состоит из двух микросхем (рис. 4.30). Полевой транзистор микросхемы DA1 обеспечивает входное сопротивление усилителя 20 МОм и емкость 2 пФ. Коэффициент усиления, равный 100, обеспечивается интегральной микросхемой DA2, в которой применена глубокая ООС При замкнутом входе собственный шум усилителя в полосе частот от 20 Гц до 20 кГц не превышает 10 мкВ Неравно­мерность амплитудно-частотной характеристики в той же полосе не более 1,5%. На сопротивлении нагрузки 3 кОм схема создает вы­ходной сигнал с амплитудой до 2 В.

Предварительный усилитель на полевом транзисторе. Усилитель для емкостных датчиков (рис. 4.31) потребляет ток 10 мкА от источ­ника питания 3 В. В этой схеме полевой транзистор работает с коэф­фициентом передачи, равным приблизительно 5, а транзисторы VT2 a VT3 входят в составной повторитель. Напряжение отсечки полевого транзистора должно быть меньше 1 В. Входное сопротив­ление каскада равно 1 МОм, а выходное сопротивление приблизи­тельно 5 кОм. Напряжение шумов, приведенное ко входу менее 50 мкВ в полосе частот от 20 Гц до 20 кГц

Составной каскад на полевом и биполярном транзисторах. Кас­кад (рис. 432) имеет коэффициент усиления, близкий к единице, большое входное и малое выходное сопротивления, приблизительно 200 Ом. На выходе повторителя (рис. 4.32, о) присутствует постоян­ное напряжение, определяемое потенциалом отсечки полевого тран­зистора. В схеме рис. 4.32,6 постоянная составляющая на выходе отсутствует. Она скомпенсирована подачей через резистор R3 под­питывающего напряжения от второго источника питания. Посколь­ку напряжение отсечки полевых транзисторов имеет разброс, то для каждого конкретного транзистора VT1 необходимо регулировать резистор R3.

Усилитель с динамической нагрузкой. Для увеличения коэффи­циента усиления на транзисторе VT2 (рис. 4.33, с) в качестве дина­мической нагрузки включены VT1 и КЗ. Эквивалентное сопротивле­ние нагрузки будет определяться выражением

где

K_у.и=R₂/R₃ — коэффициент передачи транзистора VT2 по постоян­ному току. Если принять R3=R2, то коэффициент усиления резко увеличивается и транзисторы входят в насыщение. Поэтому должно выполняться неравенство R2>R3. Для переменной составляющей сигнала сопротивление в цепи истока VT2 определяется емкостью конденсатора С, которая в свою очередь определяется полосой ча­стот входного сигнала.

Усилитель с большим коэффициентом усиления. При создания усилителей с большим входным сопротивлением и большим коэффи­циентом усиления необходимо уделять особое внимание его устойчи­вости. В частности, необходимо получать высокую степень развязки по цепям питания. Приведенная схема трехкаскадного усилителя (рис. 4 34) имеет хорошую развязку одного каскада от другого. В усилителе отсутствует ПОС, что достигнуто с помощью биполяр­ных транзисторов. Выходной сигнал каскада «развязан» от цепей пи­тания через большое выходное сопротивление биполярного транзи­стора. Кроме того, значительно ослаблена паразитная емкостная ОС через емкости коллектор — база и сток — затвор Между двумя последовательно включенными емкостями существует малое сопро­тивление перехода база — эмиттер биполярного транзистора.

Положительные свойства каскада позволяют создать шестикас-кадный УНЧ с коэффициентом усиления более 10^е. На вход усилите­ля подается сигнал менее 1 мкВ от источника с внутренним сопро­тивлением 10 кОм. На выходе присутствует сигнал с амплитудой бо­лее 2 В. Для ослабления шумов между каскадами возможно при­менение узкополосных фильтров. Усилитель устойчиво работает при пульсации напряжения питания до 15 %. Изменение напряжения питания не сказывается существенным образом на форме выходного сигнала и не проходит на выход схемы. Нестабильность питания ог­раничивает максимально возможную амплитуду выходного сигнала.

Трехкаскадный усилитель имеет полосу пропускания от 10 Гц до 100 кГц по уровню 0,9. Эффективное напряжение шума, приве­денное ко входу, при входном сопротивлении 100 кОм составляет 70 мкВ. Коэффициент усиления отдельного каскада на частотах свы­ше 10 Гц определяется по формуле K_{у u1}=R_кS_21Э и равняется при­близительно 20 На частотах ниже 10 Гп — по формуле К_{у u2}= (Rк+ +Хс)/Xc, Где Х_с — 1/wС_э; h_21э — коэффициент передачи по току би­полярного транзистора, a S — крутизна полевого транзистора. Для расширения полосы частот ниже 10 Гц необходимо увеличить ем­кость конденсатора С1 или увеличить сопротивление резистора R1. Однако увеличение сопротивления резистора R1 требует также уве­личения сопротивления резистора R4, чтобы избежать насыщения биполярного транзистора. С увеличением R4 уменьшается ток через полевой и биполярный транзисторы, что влечет за собой уменьше­ния и S Кроме того, начинают сказываться нелинейности вольт-амперной характеристики обоих транзисторов

Рис. 434

 

Уменьшение порога открывания составного эмиттерного повто­рителя. В схеме составного эмиттерного повторителя (рис 4 35) для уменьшения нелинейных искажений, связанных с порогом открывания транзисторов, включен транзистор VTL Напряжение между коллек­тором и эмиттером этого транзи­стора регулируется с помощью ре­зистора R1. В результате рабочее напряжение смещения транзисто­ров VT2 и VT3 становится ста­бильным и не зависит от ампли­туды -входного сигнала. Кроме того, повышается температурная стабилизация выходных транзи­сторов

Рис. 4.35 Рис 4.36

 

Усилитель с низкоомным вхо­дом. Схема усилителя (рис.436) состоит из двух транзисторов, где первый каскад собран по схеме с ОБ Усилитель имеет малое входное сопротивление. Для схемы входным сигналом является ток, который определяется емкостью конденсатора. Коэффициент усиления описывается выражением К= =jwh_2l3R₂C при условии, что 1/wС>h_11Б, где h_11Б =10 Ом — вход­ное сопротивление транзистора в режиме с ОБ; A₂i Э — коэффициент

передачи транзистора VT2. Усилитель для входного сигнала с часто­той 1 кГц имеет коэффициент усиления приблизительно 100. Выход­ной сигнал сдвинут по фазе на 90° по отношению к входному. Этот сдвиг сохраняется в диапазоне частот от 20 Гц до 1 МГц. При по­строении двух и более каскадов можно применить интегральные микросхемы с набором транзисторов.

УСИЛИТЕЛИ С НЕПОСРЕДСТВЕННЫМИ СВЯЗЯМИ НА ТРАНЗИСТОРАХ

Малошумящий низкоомный предварительный усилитель.

Низкое входное сопротивление усилителя позволяет значитель­но уменьшить шумы усилителя Спектральная платность собствен­ных шумов при разомкнутом… Усилитель с непосредственной связью.Усилитель с непосредст­венной связью (рис.…

Рис. 4.37 Рис. 4.38

 

Таблица 4.1

R5, Ом
RВХ( кОм
К

 

Выходной неискаженный сигнал составляет 30 — 50 % от напря­жения источника питания. Для устранения возбуждения усилителя первые два каскада следует питать от стабилитрона или применять в цепи питания конденсатор емкостью более 100 мкФ. Регулировка усилителя осуществляется подбором сопротивления резистора R7. Напряжение в эмиттере транзистора VT4 должно равняться поло­вине напряжения питания.

Рис. 4.39

Малошумящнй усилитель с непосредственной связью.Усилитель (рис. 4.39), предназначен для усиления сигнала с головки магнитофона. Сигнал составляет несколь­ко милливольт. Коэффициент пе­редачи усилителя равен прибли­зительно 70 дБ. Максимальное выходное напряжение равно 6 В. Для уменьшения собственных шу­мов транзисторы работают в ре­жиме микротоков. Частотная ха­рактеристика усилителя может ре­гулироваться в широких пределах резистором R7. При этом меняет­ся верхняя граничная частота.

Широкополосный малошумя­щий усилитель. Усилитель (рис. 4.40) предназначен для работы с сигналами до 10 мВ и в полосе частот от 10 Гц до 30 кГц. Для уменьшения собственных шумов в двух первых каскадах применены высокочастотные транзисторы в режиме малых коллекторных токов. Ток транзистора VT1 равен 40 мкА, а ток транзистора VT2 — 100 мкА. Включение в третьем ка­скаде транзисторов разных типов проводимости упростило межка­скадное соединение и улучшило температурную стабильность. Вклю­чение в эмиттер транзистора VT3 стабилитрона позволило увеличить напряжение в коллекторе транзистора VT2 и тем самым увеличить коэффициент усиления усилителя. Напряжение пробоя стабилитро­на определяет динамический диапазон выходного сигнала. Коэффи­циент усиления может составлять до 5-10⁴. В полосе пропускания уровень собственных шумов, приведенный ко входу, лежит в преде­лах от 1,5 до 2,5 мкВ.

Усилитель с большим входным сопротивлением. В усилителе (рис. 4.41) применена гальваническая связь между каскадами. Тран­зисторы VT1 — VT3 работают при нулевом напряжении коллектор — база. Параметры усилителя стабилизированы ООС через резистор R1. Рабочая точка траизистора VT1 устанавливается резисторами R4 и R5. Усилитель рассчитан на работу в диапазоне частот от50 Гц до 10 кГц. Коэффициент усиления равен 700 при входном со­противлении 50 кОм. Максимальная амплитуда входного сигнала равна 3 В. Напряжение шума на выходе менее 10 мкВ. Усилитель может работать при температуре от — 50 до +50 °С. При темпера­туре — 50° С коэффициент усиления уменьшается в два раза.

Рис. 4.40 Рис. 441

 

УСИЛИТЕЛИ С ЧАСТОТНО-ЗАВИСИМЫМ КОЭФФИЦИЕНТОМ УСИЛЕНИЯ

Усилитель с регулируемой в широком диапазоне частотной характеристикой. Регулировка частотной характеристики в схеме (рис. 4.42) осуществляется… Широкополосный усилитель с управляемой частотной характери­стикой. Усилитель… Низкочастотный усилитель. Усилитель (рис. 4.44) имеет регули­руемую форму АЧХ и коэффициент усиления более 103. Он…

Рис. 4.42

Рис. 4.43

Рис. 4.44

Предварительный усилитель для магнитного звукоснимателя.

Рис. 4.45 Рис. 4.46

 

Суммирующий усилитель. Усилитель (рис. 4.48) позволяет под­ключить на вход три источника сигнала с различными выходными сопротивлениями. Ко Входу 1 подключают микрофон, выходной сигнал которого около 2 мВ. Звукосниматель с выходным сигналом 100 мВ подключают ко Входу 2. Магнитофон, выходной сигнал ко­торого 250 мВ, можно подключить ко Входу 3. Все датчики хоро­шо изолированы один относительно другого, поскольку на входе ОУ поддерживается нулевой уровень.

Модуляционный усилитель.Усилитель (рис 4 49) построен по принципу модуляция — демодуляция. Низкочастотный входной сигнал преобразуется в импульсный. Импульсный сигнал проходит че­рез три каскада усиления. На вы­ходе расположен синхронный де­тектор, который восстанавливает первоначальное состояние входно­го сигнала. При модуляции вход­ного сигнала возникают переход­ные процессы, которые искажают выходной сигнал. Искажения воз­никают из-за разделительных кон­денсаторов. Для устранения пере­ходных процессов в измеритель­ном усилителе, применяют цепи компенсации. Входной сигнал цепи компенсации проходит через эмиттерный повторитель, собранный из части микросхемы DA1, и подается на вход 2 дифференциального усилителя микросхемы К122УД1. На вход 1 подается модулирован­ный сигнал. Резистором R3 добииваются такого положения, при ко­тором постоянная составляющая в модулированном сигнале отсут­ствует. Так, если модулятор преобразует входной сигнал в импульс-сы одной полярности; то в результате действия цепей компенсации на выходе первого каскада усилителя действует уже двухполярный импульсный сигнал. Таким образом, на переходных конденсаторах не происходит изменения напряжения при изменении амплитуды входного сигнала.

Рис. 4.47 Рис. 4.48

 

Введение цепей компенсации не влияет на дрейф нуля усилителя Трехкаскадный усилитель имеет коэффициент усиления 1000, порог чувствительности 100 мкВ. Частота модуляции равна 40 кГц.

ЭЛЕКТРОМЕТРИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ

Двухкаскадный электрометрический усилитель. Усилитель состоит из двух звеньев (рис. 4.50) — интегрирующего на DA1 и VT и пропорционально… Временной дрейф входного тока за 24 ч составляет 5-10-17 А, а температурный… Для удовлетворительной работы схемы следует использовать конденсаторы с минимальными утечками. Для устранения…

Рис 4.49

Термостабильный электрометрический усилитель. Электрометри­ческий усилитель (рис 451) позволяет измерять минимальный ток 10~⁵ А При этом выходное напряжение составляет около 50 мВ Усилитель содержит входной каскад на сборке полевых транзисторов DA1 и ОУ DA2 в дифференциальном включении Для балансировки схемы служат потенциометры R5 и R10 Для повышения стабиль­ности схемы желательно к выводу 8 микросхемы DA1 подключать резисторы, аналогичные подключенным к выводу 6 Это приводит к полной балансировке входных транзисторов Временной дрейф схемы равен 20 мВ/ч, а температурный — 5 мВ/град

Усилитель с компенсацией.Усилитель (рис. 4 52) усиливает сиг­налы в широкой полосе частот. Верхняя граничная частота опреде­ляется сопротивлением резистора R1. Расширение частотного диапа­зона получено за счет уменьшения емкости затвор — сток транзис­тора VT1. Это достигается тем, что через стабилитрон VD1 с выхо­да усилителя на сток транзистора VT1 подано напряжение ООС. Схема обладает входным сопротивлением более 10¹⁰ Ом

Рис. 4.50

 

Усилитель с регулируемой ООС. Усилитель (рис. 4.53) при коэффициенте усиления в преде­лах 10 обладает входным сопро­тивлением более 10¹⁰ Ом. Коэффи­циент усиления может меняться в. достаточно широких пределах с помощью потенциометра R5. Фор­ма АЧХ усилителя в зависимости от сопротивления R₀ проиллюст­рирована графиках рис 453. В полосе 50 кГц напряжение шу­ма усилителя равно 1 — 2 мкВ. При использовании вместо микро­схемы DA1 полевых транзисторов типа КПЗОЗВ не рекомендуется устанавливать коэффициент уси­ления более 10. В этом случае не­обходимо также обращать вни­мание на температурный и вре­менной дрейфы.

Простой мостовой электрометрический усилитель. Электрометри­ческий усилитель (рис. 4.54) состоит из транзисторно-резистор­ного моста и усилителя на микросхеме и позволяет измерять входной ток до 2-10^-15 А. В усилителе применен полевой транзистои VT, входное сопротивление которого более 10^й Ом. Динамический диа­пазон входного напряжения ±0,7 В. Коэффициент усиления схемы равен 10. Верхняя граничная частота усилителя зависит от выход­ного сопротивления генератора сигнала и входной емкости полевого транзистора VT.

Мостовой электрометрический усилитель. Усилитель собран по мостовой схеме (рис. 4.55), в одно плечо которого включен полевой транзистор VT. Для уменьшения температурного.дрейфа усилителя в схему введены элементы подстройки режима работы полевого транзистора и балансировки моста. Напряжение на истоке транзисто­ра устанавливается с помощью подстроечного резистора R3. Баланси­ровка моста осуществляется подстроечным резистором R4 В схеме моста желательно использовать резисторы с малым температурным дрейфом. При использовании проволочных резисторов, вызывающихтемпературный дрейф выходного напряжения 700 мкВ/град, что зна­чительно выше температурного дрейфа от полевого транзистора (4 — 7 мкВ/град), компенсации температурного дрейфа следует доби­ваться с помощью терморезистора R6. В этом случае температурный дрейф может быть снижен до 40 мкВ/град.

Рис. 4.51

Рис. 4.52

Рис. 4.53 Рис. 4.64

Рис. 4.55 Рис. 4.56

 

Выходной сигнал моста усиливается микросхемой, необходимый коэффициент усиления которой устанавливается резистором R7. Вся схема охвачена общей ООС. Эта связь осуществляется резисторами R1 и R8 — R10. Усилитель может быть использован для измерения тиков порядка 10^-13 — 10~¹² А. Чувствительность схемы равна 3-10^-14 А при соотношении сигнал-шум, равном 3. Диапазон вход­ных напряжений 0,6 — 6 В. Температурный дрейф 40 мкВ/град. Вре­менной дрейф 10^-18 А, ч. Полоса пропускания 0 — 7 Гц. Кроме интег­ральной микросхемы К140УД1Б в устройстве можно применить мик­росхему К153УД1.

Электрометрический усилитель. Электрометрический усилитель (рис. 4.56) позволяет измерять входные токи 5- 10-¹⁶ — 5-10~¹² А. На входе усилителя применен полевой транзистор VT в схеме истокового повторителя. Сигнал с истока полевого транзистора подается на вход ОУ. Для уменьшения временного и температурного дрейфов полево­го транзистора ток через него (0,3 мА) стабилизирован резисторами R1 и R2 и стабилитроном VD1. Сопротивление резистора R2 следует подбирать с учетом разброса параметров полевого транзистора. Для получения малой рассеиваемой мощности транзистором VT потен­циал стока ограничивается стабилитроном VD2. Выходной сигнал полевого транзистора подается на инвертирующий вход интеграль­ной микросхемы. На неинвертиующий вход этой микросхемы пода­ется постоянное напряжение, с помощью которого согласуются входы усилителя по постоянному уровню. Резистор R8 осуществля­ет грубую, резистор R7 — плавную балансировку ОУ. Для уменьше­ния статического заряда в цепи затвора полевого транзистора слу­жит резистор R4 Параллельно этому резистору может быть включе­на цепочка R5, С1, которая увеличивает коэффициент усиления и расширяет полосу пропускания усилителя. Постоянная времени при этом уменьшается с 0,1 до 15 мс. С расширением полосы шум уси­лителя увеличивается до 2-10~¹⁵ А (для узкой полосы он не превы­шает 8-10~^1в А). Максимальное выходное напряжение ±5 В. Дрейф нуля составляет 0,9 мВ в диапазоне температур 20° — 45° С. Времен­ной дрейф ±0,9 мВ/ч.

Рис. 4.57

 

Дифференциальный электрометрический усилитель. Входной кас­кад усилителя (рис. 4.57) выполнен по дифференциальной схеме на полевых транзисторах. Для стабилизации параметров усилителя при­менена 100%-ная ООС. При разомкнутой цепи ОС коэффициент усиления составляет 10⁴. Постоянная времени входной цепи для R1=10¹² Ом равна 0,1 с, а для R1=10^М Ом — 10 с. Такого же поряд­ка выбирается постоянная времени на выходе ОУ. Временной дрейф за 1 ч равен 0,5 мВ для R1=10¹² Ом и 3 мВ для R1=10⁴ Ом. Темпе­ратурный дрейф в диапазоне от — 30 до 4-50 °С менее 0,1 мВ/град при R1=10¹² Ом. Шумы на выходе составляют 1,5 мВ для Rl = = 10¹² Ом и 3 м.В для R1=10¹⁴ Ом. Пороговая чувствительность для 10¹² Ом составляет 1,5-10-¹⁵ А, а для 10¹⁴ Ом — 3-1Q-¹⁷ А. При за­мене микросхемы К140УД1Б на микросхему К153УД1 в два раза увеличивается шумовая составляющая сигнала на выходе схемы.

Повторитель напряжения. Повторитель (рис. 4.58) собран на двух интегральных микросхемах. Предварительный дифференциаль ный каскад выполнен на сборке полевых транзисторов DA1. Входное сопротивление его равно 2-10⁹ Ом. Для стабилизации режима поло­вых транзисторов по току в цепь истоков включен генератор тока на транзисторе VT. Температурная стабилизация коллекторного тока транзистора VT осуществляется с помощью диода VD1. Выходной сигнал дифференциального каскада поступает на входы ОУ. Связь выхода ОУ с затвором правого (по схеме) полевого транзистора обеспечивает 100%-ную ООС. Для устранения самовозбуждения в схему введены две корректирующие цепочки, состоящие из эле­ментов R7, Cl, C2, СЗ. При разомкнутой ОС общий коэффициент усиления составляет 80 дБ. Верхняя частота полосы пропускание равна 50 кГц. Коэффициент ослабления синфазного входного напря­жения не менее 70 дБ. а температурный дрейф не более 5 мкВ/град. Усилитель с ООС. Усилитель (рис. 4.59) имеет входное сопротив­ление 5 МОм при полосе пропускания от 2 Гц до 100 кГц. Коэффи­циент усиления не менее 10³. Максимальная амплитуда неискаженно го выходного сигнала 5 В. Усилитель устойчиво работает в диапазоне температур от — 20 до +60 °С. Стабильность параметров усилителя достигнута полной ООС по постоянному току. Полоса пропускания может быть уменьшена изменением параметров цепочки R6, С2. Транзисторы VT1 и VT2 могут быть заменены на интегральную мик­росхему К504НТ4, в которой транзисторы незначительно отличаются между собой по параметрам. Это позволит значительно улучшить параметры усилителя. Кроме того, транзисторы VT3 — VT5 можно заменить микросхемой К198НТ4. При замене транзисторов микро­схемой необходимо уменьшить напряжение питания.

Рис. 4.58 Рнс. 4.59

 

 

УСИЛИТЕЛИ С НЕПОСРЕДСТВЕННЫМИ СВЯЗЯМИ

Широкополосный усилитель на микросхеме К140УД5А. Уси­литель (рис. 4.60) имеет полосу пропускания от 20 Гц до 2 МГц. Максимальный коэффициент…

Рис. 4.60 Рис. 4.61

 

Широкополосный предусилитель. Сигнал на вход усилителя (рис. 4.61) поступает от датчика с большим внутренним сопротивле­нием через кабель. Емкость кабеля значительно ограничивает полосу частот передаваемого сигнала. Для компенсации емкости на экранипирующую оплетку кабеля пода­стся выходной сигнал. Для защи­ты or внешних помех кабель по­мещается в дополнительный эк­ран. Такая схемная нейтрализация емкости кабеля позволяет расши­рить полосу пропускания усили­теля до 30 кГц при выходном со­противлении датчика около 10 МОм.

Входной сигнал с централь­ной жилы кабеля поступает на за­твор истокового повторителя на VT1, нагрузкой которого является транзистор VT2. Применение ди­намической нагрузки у полевого транзистора позволяет получить входное сопротивление усилителя более 50 МОм. К выходу нстоко-вого повторителя подключается, усилитель на транзисторах VT3 и VT4, охваченных ООС. Коэффициенты усиления каскада на VT3, VT4 устанавливается резистором R6. С выхода этого усилителя сиг­нал ООС подается на внутренний экран кабеля. Степень компенса­ции зависит от коэффициента усиления на VT3, VT4. Емкость кабе­ля ослабляется в 1/(1 — K) раз, где К близок к 1. В результате можно получить эквивалентную емкость на входе кабеля не более 1 пФ. Уровень собственных шумов усилителя не превышает 200 мкВ, динамический диапазон — 1,5 В, полоса пропускания 1 Гц — 30 кГц. Повторитель с большим динамическим диапазоном. Истоковый повторитель (рис. 4.62) имеет входное сопротивление более 10^Э Ом и входную емкость менее 2 иФ. Большой диапазон входных сигналов (около 240 В) достигается применением высоковольтного источника и соответствующих транзисторов. Полевой транзистор питается от дополнительного источника U_a. Поскольку один вывод источника Е подключен к выходу, то образуется следящая ОС, которая уменьша­ет емкость затвор — сток.

Истоковыи повторитель. Повторитель сигналов (рис. 4.63) имеет входное сопротивление около 10¹⁰ Ом. Коэффициент передачи равен 0,998, Входной каскад повторителя построен на полевом транзисторе, к выходу которого подключен составной эмиттерный повторитель на транзисторах VT2 и VT3. Для стабилизации работы входного кас­када на VTJ в сток включен генератор тока на транзисторе VT4, напряжение на базе которого застабилизировано диодом VD1 и введена цепочка стабилитронов VD2, VD3. Диод VD2 позволяет обеспечить постоянную разность потенциалов между затвором и стоком при изменениях входного напряжения на затворе. Диод VD3 стабилизирует напряжение на резистор R3 и, следовательно, ток стока транзистора VT1. Ток стока транзистора VT1 выбирают на порядок меньше тока, протекающего через диоды VD2 и VD3. Гальваническая связь всех элементов позволяет использовать схему для передачи сигналов низких и инфранизких частот. Входной сиг­нал не должен превышать 2 В.

Рис. 4.62 Рис. 4.63 Рис. 4.64

Рис. 4.65

 

Малошумящий предусилитель. На входе усилителя (рис. 4.64) применен полевой транзистор в схеме ОИ. Второй каскад выполнен на биполярном транзисторе по схеме ОЭ. В усилителе две петли ООС. С коллектора транзистора VT2 через цепочку R6, СЗ сигнал ОС подается в исток полевого транзистора, а с истока через кон­денсатор С2 и резистор R3 — на затвор VTL Наличие второй ООС позволяет увеличить входное сопротивление усилителя до десятков мегаом и существенно уменьшить входную емкость. Значение вход­ной емкости ограничивается емкостью монтажа и лежит в пределах 5 — 10 пФ. Коэффициент усиления схемы может быть выбран в ши­роких пределах — от 1 до 100, при этом сответственно меняется и верхняя граничная частота полосы пропускания. Для коэффициента усиления, равного 4, полоса пропускания составляет 100 Гц — 40 МГц. Уровень шумов, приведенный ко входу, равен 100 мкВ при входном сопротивлении 30 МОм. Максимальное выходное напряже­ние равно ±1,5 В при коэффициенте гармоник не более 5 %. Диа­пазон температур от — 60 до +60 °С.

 

МНОГОКАСКАДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Усилитель с нейтрализацией. Усилитель на полевых транзи­сторах (рис. 4.65) работает в широком диапазоне температур от — 196 до +85 °С. Режим по… Транзисторный широкополосный усилитель. Коэффициент усиле­ния усилителя (рис.… Усилитель с непосредственной связью. В усилителе (рис. 4.67) используется непосредственная связь между каскадами.…

Рис. 4.66 Рис. 4.67

 

Рис. 4.68

Чувствительный усилитель. Схема (рис. 4.68) предназна­чена для усиления сигналов в диапазоне частот от 100 Гц до 1,2 МГц; коэффициент уси­ления порядка 10⁴. Входной шум при сопротивлении гене­ратора 5 кОм равен 40 мкВ, максимальный выходной сигнал 1,5 В, входное сопротивление 2,5 МОм. Схема содержит пять каска­дов усиления. Входной каскад на полевом транзисторе VT1 выпол­нен по схеме с ОИ. Два последующих каскада собраны по идентич­ной схеме. В этой схеме для стабилизации параметров усилителя применены две цепи ООС через резисторы R3 и R6, R12 и R15.

Рис. 4.69

 

Последний каскад с ОС через R20 обеспечивает усиление около 20 и малое выходное сопротивление. Вместо дискретных компонентов возможно применение интегральной микросхемы К122УС1.

Широкополосный усилитель. Усилитель состоит из трех каскадов (рис. 4.69). Каждый каскад имеет коэффициент усиления около 30. Полоса пропускания усилителя от 1 кГц до 1 МГц. При использова­нии транзисторов с более высокой граничной частотой, например КТ360 и КТ324, полоса пропускания может быть расширена до 100 МГц. Несмотря на то, что общий коэффициент усиления более 2-10⁴, усилитель устойчив. Это происходит, в частности, за счет того, что каждый каскад питается от отдельного источника питания. Принцип построения усилителя можно использовать при создании ре­зонансного усилителя с большим коэффициентом усиления.

 

II. КАБЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Усилитель с низкоомным выходом. Усилитель (рис. 4.70) предназначен для работы на кабель с волновым сопротивлением 50 Ом. Коэффициент усиления равен… Транзисторы VT1 и VT3 находятся в открытом состоянии. При достаточно близких… Микрофонный усилитель. Усилитель (рис. 4.71) располагается в непосредственной близости от микрофона. Выходной сигнал…

Рис. 4.70 Рис. 4.71

Выносные предварительные усилители. Для передачи сигналов датчиков, удаленных от измерительных устройств, применяются уси­лители (рис. 4.72), выходной сигнал которых и напряжение питания к которым проходят по одним и тем же проводам. Во всех усилите­лях нагрузка помещена на конце кабеля, а ток от источника питания проходит через нагрузочный резистор.

На рис. 4.72, а приведена простая схема усилителя со 100 %-ной ООС. Входное полное сопротивление усилителя равно R_вx= =2-10³ МОм, С_вх=2,5 пФ. Коэффициент передачи в диапазоне частот от 10 Гц до 50 МГц лежит в пределах 0,9 — 0,92. Шумы усилителя в полосе частот от 5 Гц до 300 кГц равны 10 мкВ для замкнутого входа, а при входной емкости 100 пФ — 12 мкВ. Для уменьшения внешних наводок на входные цепи необходима тщательная экрани­ровка усилителя и использование на печатной плате компенсационных дорожек.

В схеме усилителя на рис. 4.72, б для компенсации входной емко­сти полевого транзистора применена динамическая нагрузка, выпол­ненная на транзисторе VT2. Введение этого транзистора значительно увеличивает глубину ООС. Входное полное сопротивление усилителя равно Rвх>3-10³ МОм, Свх<1,1 пФ. Коэффициент усиления близок к единице.

 

Рис 4.72

 

Применение в схеме рис. 4.72, в дополнительного усилительного каскада на транзисторе VT3 в петле ОС ведет к сужению полосы пропускания, которая в данном случае составляет от 5 Гц до 7 МГц. Коэффициент передачи близок к единице. Входное сопротивление на низких частотах 8-10³ МОм, а входная емкость до частоты 1 МГц не превышает 0,09 пФ. Шум в полосе частот 5 Гц — 300 кГц равен 8 мкВ при замкнутом входе. При входной емкости 100 пФ шум не увеличивается. Однако для емкости 10 пФ шум равен 30 мкВ, при 1 пФ — 200 мкВ.

На входе усилителя, изображенного на рис. 4.72,г, отсутствует входной разделительный конденсатор. Этот усилитель имеет коэффи­циент усиления 12, входное сопротивление 500 МОм и входную емкость 2,7 пФ. Полоса пропускания ограничена частотой 1 МГц, поскольку применены низкочастотные полевые транзисторы. Уровень собственных шумов при емкости на входе 100 пФ равен 30 мкВ.

Схема усилителя рис. 4.72, д состоит из двух каскадов: истоко-вый повторитель — транзистор VT1 и усилителя на составном тран­зисторе с полной ООС. Напряжение между истоком и стоком поле­вого транзистора не превышает падения напряжения на переходе база — эмиттер транзистора VT2. Малое напряжение сток — исток полевого транзистора позволяет существенно уменьшить шумы уси­лителя в области низких частот. Основные параметры усилителя: входное сопротивление 800 МОм, входная емкость 0,5 пФ, коэффи­циент усиления 0,98 в диапазоне частот от 10 Гц до 1 МГц, напря­жение шума 35 мкВ.

Антенный усилитель.Двухтранзисторный усилитель (рис. 4.73, а) предназначен для работы в полосе частот от 100 кГц до 35 МГц. Усиление сигнала осуществляется транзистором VT1. Транзистор VT2 служит для уменьшения емкости нагрузки VT1 и стабилизации коэффициента усиления. Непо­средственная связь между тран­зисторами и с выхода усилителя на базу VT1 при R4 стабилизи­рует режим работы усилителя как по постоянному, так и по перемен­ному токам. Форма амплитудно-частотной характеристики усили­теля зависит от емкости конден­сатора СЗ. Эта зависимость пока­зана на рис. 4.73, в. Меняя ем­кость конденсатора, можно до­биться неравномерности частотной характеристики менее ±3 дБ. Влияние емкости конденсатора СЗ на амплитудную характеристику проиллюстрировано на рис. 4.73, б.

Рис. 4.73 Рис. 4.74

 

Согласующий каскад. При передаче импульсных сигналов через кабель уделяется большое внимание согласованию кабеля по входу и выходу. Если кабель не оканчивается согласованной нагрузкой, то одиночный импульс отражается в нем несколько раз. Чтобы изба­виться от рассогласования, необходимо применить на выходе кабеля диодные ограничители. Когда импульсный сигнал с амплитудой 5 В приходит на базу выходного транзистора, то отраженный сигнал ограничивается диодом VD1 (рис. 4.74). Уничтожение паразитных выбросов отрицательной полярности осуществляется диодом VD2. Наличие двух диодов на выходе кабеля позволяет согласовать сиг­налы, передаваемые интегральной микросхемой на вход другой мик­росхемы.

 

МОСТОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Гальванометр. Прибор (рис. 4 75) предназначен для изме­рения токов от 0,2 нА. Усилитель постоянного тока собран по диф­ференциальной схеме на…

Рис. 4.75 Рис. 4.76

 

Для уменьшения температурного дрейфа в схеме целесообразно применить согласованные по параметрам полевые транзисторы, ко­торые находятся в микросхемах К504НТ1 — К504НТ4 с любым бук­венным индексом.

Милливольтметр. Прибор (рис. 4.76) переменного напряжения имеет входное сопротивление 2 МОм. Чувствительность определяется коэффициентом усиления, максимальное значения которого равно 10. В случае необходимости усиление можно увеличить за счет умень­шения сопротивления резистора R4.

Дифференциальный электрометрический усилитель. С помощью усилителя (рис. 4.77) можно измерять токи до 10-¹⁰ А. Входное сопротивление равно 1 ГОм, так что от максимального тока на нем развивается напряжение 100 мВ. Это напряжение подается на изме­рительную схему. С помощью резистора R4 устанавливается предел измерения. Нуль измерительного прибора или баланс усилителя осу­ществляется резистором R5, Верхний предел измеряемого тока можно увеличить, уменьшив включаемое на входе сопротивление. Суммарная погрешность усилителя не превышает 3 %.

Приставка для измерения малых токов. Измеритель (рис. 4.78) собран по схеме дифференциального усилителя с полевыми транзис­торами на входе. На выходе схемы стоит стрелочный прибор с пре­делом измерения 100 мкА. Большое входное сопротивление полевых транзисторов позволяет измерять токи до 10~⁸ А. Пределы измере­ния можно менять, подключая различные входные резисторы R1. В этом случае необходимо менять и резистор R8, который включен последовательно со стрелочным прибором.

Для уменьшения чувствительности усилителя к посторонним по­мехам и наводкам его входная цепь включена по параллельной ба­лансной схеме с введением в цепь истока стабилизатора тока, постро­енного на транзисторе VT5. Такое схемное решение позволило полу­чить подавление синфазных помех более 80 дБ. С целью ограничения случайных перегрузок измерительного прибора к выходу подключают два параллельно соединенных диода. Они замыкают накоротко выход-при напряжении на них любой полярности, превышающем 0,5 В. Для уменьшения ошибки измерения тока конденсатор во входной цепи должен иметь сопротивление изоляции более 10¹³ Ом. Указанные на схеме сопротивления резисторов R3, R9 и R16 соответствуют напря­жению отсечки полевых транзисторов, равному 1,5 В. В этом случае напряжение смещения на затворе, соответствующее термостабиль­ной точке, составляет примерно 0,8 В, а ток покоя стока равен 0.7 мА. Для других параметров полевых транзисторов сопротивле­ния резисторов, отмеченных звездочкой, должны быть подобраны Вольтметры на полевых транзисторах. Простои вольтметр посто­янного тока (рис. 4.79,а) позволяет измерять напряжения от — 1 до + 1 В. Входное сопротивление более 100 МОм. При нулевом напря­жении на входе через измерительный прибор протекает ток, значение которого регулируется резистором R2. С помощью этого резистора -стрелка прибора устанавливается в середине шкалы.

Рис. 4.77

Рис. 4.78

 

Для компенсации тока покоя полевого транзистора возможно применение мостовой схемы (рис. 4.79,6). Одно плечо моста образо­вано полевым транзистором, а другие — резисторами R2 R4__R6

С помощью резистора R5 устанавливается нулевое положение стрел­ки измерительного прибора. Положение рабочей точки транзистора задается смещением на затворе с помощью резистора R6 Полное отклонение стрелки прибора соответствует подаче на вход напряже­ния 0,3 В. Пределы измерений можно менять подбором резистора R3. Для увеличения чувствительности вольтметра в два раза можно применить схему с двумя полевыми транзисторами (рис 4 79 в)

Рис. 4.79

Эта симметричная мостовая схема нечувствительна к изменению пи-тающего напряжения.

Дифференциальный измеритель малых токов. Схема (рис. 4.80, а) позволяет измерять ток до 10^-14 А, Это достигнуто благода­ря использованию в схеме полевых транзисторов VT1 и VT2 с изо­лированным затвором. Биполярные транзисторы уменьшают выход­ное сопротивление каскада. С помощью резистора R3 балансируют­ся плечи моста. Пределы измерения можно регулировать резистором R4 При хорошо подобранных полевых транзисторах схема нечувст­вительна к изменению питающего напряжения. При значительных I_КБО транзисторов в VT3 и VT4 целесообразно ввести резисторы сопротивлением 3 кОм между базой и эмиттером.

Рис. 4.80

 

В схеме pud. 4.80, б применены полевые транзисторы, которые имеют входной ток 10~⁹ А. Начальный ток стока при £У_Си =1,5 В и УЗН ⁼0 равен примерно 500 мкА. Крутизна равна 0,2.

 

ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Повторители с большим входным сопротивлением. На рис. 4.81,а изображен повторитель с входным сопротивлением 220 МОм. В этом повторителе для…

Рис. 4.81

Рис. 4.82

 

Усилитель на рис. 4.81,6 имеет коэффициент усиления от 10 до 100 в зависимости от сопротивления резистора R9 в цепи ООС. Установка нулевого значения постоянного напряжения на выходе осуществляется резистором R2. Диапазон изменения входного сиг­нала от — 1 до +1 В. Частотный диапазон работы схемы от 0 до 1 МГц. Выходное сопротивление равно 10 Ом. Температурный дрейф нуля составляет 50 мкВ/град.

Широкополосный усилитель. Усилитель (рис. 4.82) построен на двухсоставных повторителях на транзисторах VTJ, VT2 и VT5, VT6. За счет глубокой ООС осуществляется компенсация емкости затвор — исток полевого транзистора. Эта компенсация позволяет поднять граничную частоту повторителя до 1 МГц. Дифференциаль­ный сигнал с повторителей подается на усилитель, который объеди­няет выходы. Коэффициент усиления определяется отношением ре­зисторов R₆/R₅.

Рис. 4.83 Рис. 484

Рис. 485

 

Пиковый вольтметр. При­бор (рис. 4.83) имеет чувстви­тельность 20 мВ при полном отклонении стрелки измери­тельного прибора. Полоса про­пускания устройства от 2 Гц до 10 кГц.

Измеритель малых сигналов. Измеритель (рис. 4.84) построен на ОУ, в цепи ОС которого включен диодный мост. Входное напря­жение на неинвертированном входе будет скомпенсировано напря­жением ОС на инвертированном входе. Ток, протекающий в цепи ОС, равен U_BX/R₁. Индикаторный прибор с пределом измерения I_mах= = 100 мкА регистрирует входные сигналы с амплитудой U_BХ=R₁I_max, т (.-. (У„х — 1 кОм-100 мкА=0,1 В. Чтобы уменьшить минимально иозможный входной сигнал, необходимо уменьшить сопротивление резистора RI. Так, для R₁ = 10 Ом U_Bx=l мВ. Амплитуда выходного сигнала ОУ равно 0,9 В. В схеме можно применить любой ОУ: К140УД1 — К140УД8, К153УД1, К284УД1.

Чувствительный измеритель.Измерительное устройство (рис. 4.85) обладает чувствительностью 10 мВ при отклонении стрелки измерительного прибора на всю шкалу. Полоса рабочих ча­стот от 10 Гц до 100 кГц. Максимальный коэффициент усиления более 100. Требуемый коэффициент усиления устанавливается с по­мощью резистора R5. Установка нуля прибора осуществляется ре­гулировкой напряжений в коллекторах транзисторов VT2 и VT3. Грубая регулировка выполняется с помощью резистора R4, который изменяет ток, протекающий через полевые транзисторы. Точная на­стройка выполняется резистором R3. Измеритель рассчитан на пара-фазный входной сигнал.

 

ЧУВСТВИТЕЛЬНЫЕ УПЧ

Каскодный резонансный усилитель. В основу усилителя по­ложена интегральная микросхема К224УС1 (рис. 4.86, а). Схема УВЧ приведена на рис. 4.86,6.… Усилитель промежуточной частоты звука.Усилитель (рис. 487,6) выполнен на… Приемник с прямым преобразованием в диапазоне 80 м.Схема приемника (рис. 4.88) построена на базе двух микросхем cepии…

Рис. 4.86

Рис. 4.87

Рис. 4.88

Рис. 4.89

 

Усилитель промежуточной частоты на микросхемах К224УС2. Усилитель промежуточной частоты на 465 кГц построен на трех мик­росхемах (рис. 4.89). Первые две микросхемы работают в каскадах, выполненных по апериодической схеме. Последний каскад выполнен по схеме резонансного усилителя. Резистор R6 определяет полосу пропускания усилителя. В первом каскаде на вывод 2 микросхемы подводится напряжение АРУ, которое при отсутствии сигнала долж­но быть равно 1,5 В, при этом усиление УПЧ максимально и равно 10³. При использовании в схеме детектора микросхемы К224ЖАГ можно обеспечить изменение выходного сигнала УПЧ на 1 дБ при изменении напряжения на входе более 40 дБ. Входной сигнал УПЧ может меняться в пределах от 10² до 10⁴ мкВ. Резистором R5 уста­навливается эмиттерный ток транзистора последнего каскада.

 

ПОЛОСОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Линейный полосовой усилитель. Усилитель построен на двух ОУ типа К140УД1Б (рис. 4.90). На DAI выполнен усилитель с пере­менным коэффициентом… Следует учесть, что ОУ типа К140УД1Б имеет спад АЧХ с кру­тизной 6 дБ/октава,…

Рис. 4.90

Рис. 4.91

 

Усилитель промежуточной ча­стоты с АРУ на микросхеме К157УСЗ. Принципиальная схема К157УСЗ приведена на рис. 4.91, а, а периодический УПЧ на ней на рис. 4.91,6. В усилителе интеграль­ная микросхема выполняет не­сколько функций. В ней происхо­дит усиление сигнала с частотой 465 кГц, детектирование этого сигнала и усиление постоянной составляющей в цепи АРУ. Для входного сигнала, имеющего глубину модуляции 30% для сигналов от 50 мкВ до 3 мВ, выходной сигнал меняется не более чем на 6 дБ. Для входного сигнала 0,3 мВ коэффициент гармоник по модулирующему сигналу не более 3 %. Коэффициент усиления схемы более 10³. Напряжение сигнала АРУ должно находиться в пределах 3 — 4,5 В.

Рис. 4.92

 

Усилитель промежуточной частоты на микросхемах К122УС2Б. Схема УПЧ (рис. 4.92) содержит два резонансных каскада усиления, детектор и УПТ цепи АРУ. Чувствительность схемы 10 мкВ. Напря­жение шума, приведенное ко входу, 1 мкВ. Полоса пропускания 15 кГц. Схема АРУ обеспечивает изменение выходного сигнала на 6 дБ при изменении входного сигнала на 46 дБ.

Усилитель с регулируемой полосой пропускания. Усилитель по­строен на ОУ типа К140УД1Б (рис. 4.93), в цепь ООС которого включен контур. Часть выходного сигнала с делителя R2, R3 по­дается на неинвертирующий вход ОУ. На резонансной частоте кон­тура без ПОС усиление каскада будет определяться выражением K_{у u} = wL/R₁ — l/wCR₁. При введении ПОС усиление каскада увели­чивается, а полоса пропускания усилителя сужается, т. е. увеличива­ется эквивалентная добротность контура. Усилитель имеет низкое полное выходное сопротивление, что упрощает согласование его с последующими устройствами. Верхняя граничная частота использо­вания схемы определяется частотными свойствами ОУ.

Логарифмический усилитель.Усилитель (рис. 4.94) состоит из транзистора VT1, колебательного контура, настроенного на частоту 100 кГц, схемы детектирования, включающей конденсаторы С2, СЗ, диоды VD2, VD3 и УПТ на транзисторе VT2. Последний управляет базовым током транзистора VT1, что приводит к изменению коэффициента усиления каскада. При увеличении амплитуды входного сигнала, когда напряжение на конденсаторе СЗ оказывается доста­точным для открывания транзистора VT2, напряжение на его кол­лекторе будет уменьшаться, что приведет к уменьшению коэффици­ента передачи транзистора VT1. В результате амплитудная харак­теристика близка к логарифмической. Максимальный коэффициент усиления схемы около 100.

Рис. 4.93 Рис. 4.94

 

УСИЛИТЕЛИ С АРУ

Усилитель с гистерезисной характеристикой.В основу этой схемы (рис. 4.95) положена схема логарифмического усилителя. От­личительной особенностью… При отсутствии входного сигнала базовый ток транзистора VT1 определяется… Составной каскад. Резонансный усилитель, схема которого пред­ставлена на рис. 4.96, а, настроен на частоту 465 кГц.…

Рис. 4.95

Рис. 4.96

 

Усилитель с управляемым коэффициентом усиления. Усилитель (рнс. 4.97, а) содержит два одинаковых резонансных каскада на составных транзисторах VT2, VT3 и VT5, VT6. На входе каждого каскада включен управляемый Т-образный аттенюатор, в качестве горизонтального плеча которого использованы полевые транзисторы VTI и VT4. Зависимость коэффициента усиления от управляющего напряжения представлена на графике (рис. 4.97,6). Общий диапа­зон регулировки около 80 дБ.

Усилитель с регулируемой полосой пропускания. Двухкаскад-ный усилитель (рис. 4.98, а) предназначен для работы на частоте 465 кГц и содержит два резонансных каскада на составных транзи­сторах VTI, VT2 и VT4, VT6. Регулировка полосы пропускания осу­ществляется подключением сопротивления полевого транзистора па­раллельно контуру. В первом каскаде роль регулирующего элемелта выполняет транзистор VT3, а во втором — VT6. Начальная полоса пропускания каждого контура составляет около 2 кГц. Зависимость общей полосы пропускания от управляющего напряжения представ­лена на графике (рис. 4.98,6).

Два усилителя на микросхемах. В основу схем усилителей (рис. 4.99) положена интегральная микросхема К122УД1, содержа­щая усилительный дифференциальный каскад на биполярных тран­зисторах, режим которых по току задан генератором стабильного тока на биполярном транзисторе. Схемы представляют собой одно каскадный резонансный усилитель с подачей входного сигнала (рис. 4.99, а) на базу транзистора дифференциальной пары и на базу токозадающего транзистора (рис. 4.99,6). В обеих схемах уп­равляющее напряжение подается на базу второго транзистора диф­ференциальной пары. За счет перераспределения токов транзисторов дифференциальной пары в зависимости от U_уПр получено изменение коэффициента усиления каскада. Ввиду использования различных выводов микросхемы для подачи входного сигнала получены раз­ные зависимости Kу.и от U_ynp, что проиллюстрировано на графиках. Частота настройки усилителей 100 кГц. Начальный коэффициент усиления (при U_упр = 0) равен примерно 20.

Рис. 4.97

Рис. 4.98

Рис. 4.99

Рис. 4.100

 

Регулируемый усилитель с ОБ. Резонансный усилитель на ча­стоту 465 кГц (рис. 4.100, а) собран на транзисторе VT2, который работает в схеме с ОБ. В его эмиттерной цепи включен полевой транзистор, выполняющий функции переменного сопротивления. Управляющее напряжение положительной полярности подается на затвор транзистора VT1 через резистор R2. Зависимость K_у._и уси­лителя от U_упр представлена на графике (рис. 4.100,6). Амплитуда входного сигнала не должна превышать 10 мВ.

 

Глава 5

ФИЛЬТРЫ

В современной схемотехнике для селективной обработки сигналов широкое распространение нашли активные RС-фнльтры. Существует четыре типа фильтров:… Задача построения частотно-избирательных схем с высокой доб­ротностью на… Промышленностью освоен выпуск интегральных микросхем се­рии К214, которые предназначены для фильтрации низкочастотных…

ФИЛЬТРЫ С ПОЛОСОЙ ПРОПУСКАНИЯ ДО 1 кГц

Пассивные RC-фильтры. Пассивные фильтры низких ча­стот строятся на RС-элементах. Частота среза одиночного фильтра определяется выражением fср =… Динамический фильтр. Полоса пропускания динамического фильтра (рис. 5.2)…

Рис. 5.1

Рис. 5.2

 

Фильтр низких частот второго порядка. Частота среза АЧХ фильтра (рис. 5.3) определяется выражением

где коэффициент усиления K_у.u = R₂/R₁. При пропорциональном из­менении номиналов элементов схемы может быть получена другая частота среза.

Активный фильтр на полевых транзисторах. Применение поле­вых транзисторов в качестве переменных резисторов позволило соз­дать ФНЧ (рис. 5.4) с частотой среза от 300 Гц до 3,6 кГц при изменении управляющего напряжения от 2 В до 0. Крутизна спада АЧХ выше частоты среза примерно на 35 дБ/на октава. Коэффици­ент гармоник меняется от 0,5 до 1,5% при увеличении входного сигнала от 200 до 600 мВ. Для уменьшения нелинейных искажений в схеме применены цепочки R1, С1 и R3, СЗ.

Активный RC-фильтр нижних частот. Схема активного фильтра (рис. 5.5) позволяет перестраивать частоту среза от 5 Гц до 10 кГц при сохранении неравномерности АЧХ в полосе пропуска­ния в пределах 1 дБ. Затухание вне полосы пропускания не менее 26 дБ. Входное сопротивление 20 кОм, а выходное сопротивление 100 Ом.

Для снижения требований к точности элементов фильтра в ка­честве резисторов R4, R6, R8, R9 рекомендуется применять пере­менные резисторы. Желательные пределы изменения сопротивлений R4= 1 — 3,6 кОм, R6 = 6,2 — 20 кОм, R8 = 5,1— 7,5 кОм, R9 =0,68- 1,8 кОм. Емкости кон­денсаторов в зависимости от требуемой частоты среза не­обходимо изменять в широ­ких пределах. В табл. 5.1 при­ведены емкости конденсаторов с 10%-ным классом точности для различных частот среза.

Рис. 5.3

 

Для настройки фильтра от генератора на вход фильт­ра подается сигнал с частотой 0,1 f_Ср. Вольтметром измеря­ется напряжение на конденса­торе С1. Далее устанавливают частоту входного сигнала 0,753 f_ср и регулировкой рези­стора R4 добиваются напря­жения на конденсаторе С1 на 3 дБ меньше предыдущего зна­чения. Далее вольтметр под­ключают к эмиттеру транзистора VT2 и определяют частоту f_mах, на которой передача сигнала максимальна. Необходи­мо иметь f_mах = 0,91 f_ср. В противном случае подстраивается рези­стор R6. Коэффициент передачи фильтра на частоте 0,91 f_ср должен быть равен 1,564 по отношению к сигналу на частоте 0,1 f_ср. Коэф­фициент передачи устанавливается резистором R8. Если после установки коэффициента передачи изменилась частота f_max, то oперации по настройке активного звена следует повторить. Далее при подключении вольтметра на выход с помощью резистора R9 на ча­стоте 0,887 f_ср устанавливают коэффициент передачи, равный еди­нице, по отношению к уровню сигнала на частоте 0,1 f_ср.

На графике рис. 5.5 показана зависимость коэффициента по­давления фильтра от частоты при частоте среза 1 кГц.

Рис. 5.4 Рис. 5.5

Рис. 5.6

Таблица 5.1

Пределы изменения часто­ты среза. Гц	С1, мкФ	С2. мкФ	СЗ. С4. мкФ	С5. мкФ
8000 — 10000	0,01	0,0038	0,0015	0,0022
5000 — 8000	0,015	0,0043	0,0022	0.003
3150 — 5000	0,022	-0,0068	0,0033	0,0051
2000 — 3150	0,047	0,01	0,0057	0,0068
1250 — 2000	0,068	0,015	0,0094	0.015
800 — 1250	0,1	0,022	0,015	0.022
500 — 800	0,15	0,047	0,022	0,033
315 — 500	0,25	0,068	0,033	0,047
200 — 315	0,47	0,1	0,05	0,068
125 — 200	0,5	0,165	0,083	O.i5
80 — 125	1,0	0,25	0,15	0,22
50 — 80	1,5	0,43	0,22	0,33
31,5 — 50	2,5	0,65	0,33	0,5
20 — 31,5	4,0	1,0	0,5	0,68
12,5 — 20	6,0	1,33	0,8	1,0
8-12,5	10,0	2,33	1,33	2,0
5 — 8	15,0	4,0	2,0	4,0

 

Фильтр нижних частот с частотой среза 1 кГц. Полоса пропу­скания ФНЧ (рис. 5.6) от 40 Гц до 1 кГц. Неравномерность АЧХ в полосе пропускания не более 3 дБ. Настраивается фильтр с по­мощью резистора R9. Точность номиналов элементов 5%.

 

МНОГОЗВЕННЫЕ ФИЛЬТРЫ

Фильтр низких частот восьмого порядка. Активный ФНЧ (рис. 5.7) имеет частоту среза 1 кГц. Неравномерность частотной характеристики в полосе…

Рис. 5.7

Рис. 5.8

 

Фильтр настраивается следующим образом. С помощью рези­сторов R7 и R10 устанавливаются коэффициенты передачи (равны­ми 0,9 на частоте среза f_ep и 0,27 на частоте 2 f_ср). Настройка второго звена осуществляется резисторами R14 и R17, которые устанавливают коэффициенты передачи равным 2,56 на частоте среза и 0,324 на двойной частоте среза. На частоте среза звено R4, С2 должно иметь коэффициент передачи 0,66- звено R5 СЗ — 0,92; Rll, C6-OM и R12. С7-0.95. Общая настройка фильтра осуществляется с помощью резисторов R11 и R4. Общий коэффици­ент передачи должен быть равен на частоте среза 0,71, а на двой­ной частоте 0,0071.

Фильтр с регулируемой частотой среза. Активный ФНЧ (рис. 5.8,с) имеет крутизну спада АЧХ вне полосы пропускания 12 дБ/октава. Регулировка крутизны cuaia осуществляется подбо­ром емкости конденсатора С2. Частота среза устанавливается ре­зисторами R2 и R4 (спаренные). Она может плавно меняться от 3 до 34 кГц. Режим ОУ устанавливается резистором R1. Коэффи­циент передачи фильтра равен единице. В диапазоне температур от -20 до +55° С уход частоты среза составляет примерно 4%. Аналогичный фильтр на транзисторах приведен на схеме рис. 5.8,6. Фильтр низкой частоты четвертого порядка. Двухкаскадный ФНЧ (рис. 5.9, и) имеет частоту среза 3,5 кГц. Для настройки фильтра и устранения самовозбуждения схемы необходимо устано­вить коэффициенты передачи ОУ с помощью резисторов R4 и R8.

Элементы фазосдвигающих цепей должны иметь точность 1%. На рис. 5.9, б приведен вид АЧХ фильтра.

Активный ФНЧ с частотой среза 180 Гц.Фильтр построен на основе интегральной микросхемы типа К284УЭ1 (рис. 5.10). Часто­та среза на уровне 3 дБ равна 180 Гц. Крутизна спада АЧХ вне полосы пропускания равна 24 дБ/октава. Коэффициент передачи 0,98. При изменении температуры от — 60 до +70° С коэффициент передачи меняется на 2%. Максимальная амплитуда входного сиг­нала 2 В. Коэффициент нелинейных искажений составляет 0,8% при амплитуде входного сигнала, равной 2 В, и R_н = 8 кОм. Дина­мический диапазон 90 дБ при отношении сигнал-шум, равен 3.

Рис. 5.9

Рис. 5.10

Рис. 5.11

Рис. 5.12

 

Фильтр низкой частоты с частотой среза 40 Гц. Фильтр низкой частоты шестого порядка (рис. 5.11, а) построен на трех ОУ и име­ет спад АЧХ 36 дБ/октава вне полосы пропускания. Применение элементов с 5%-ным разбросом вызывает отклонение частоты среза на 3%. Подстройка фильтра осуществляется с помощью резисторов Rl. R3 и R5. Форма АЧХ проиллюстрирована на рис. 5.11,6.

Фильтры на микросхеме К284СС2. Фильтр нижних частот (рис. 5.12, а) имеет частоту среза 10 Гц. Крутизна спада АЧХ вне полосы не менее 30 дБ/октава. Неравномерность частотной харак­теристики в полосе пропускания не более 0,2 дБ. Для схемы рис. Ь.12, б частота среза фильтра равна 15 Гц. Крутизна спада АЧХ не менее 42 дБ/октава. Неравномерность частотной характери­стики не более 0,5 дБ.

 

УПРАВЛЯЕМЫЕ ФИЛЬТРЫ

Фильтр с положительной обратной связью. Фильтр ниж­них частот (рис. 5.13, а) имеет большие возможности регулировки формы АЧХ. С помощью…

Рис. 5.13

 

Фильтры с регулируемым АЧХ.Фильтр (рис. 5.14, а) с регули­руемой АЧХ меняет коэффициент передачи в области высоких ча­стот. Частоты, для которых коэффициент передачи равен 0,1 и 0,9, определяются выражениями f₁= 1/2пC(R₂+R₁) и f₂=1/2пСR₁.

Для схемы рис. 5.14,6, которая осуществляет регулировку в области нижних частот, граничные частоты определяются аналогич­ными выражениями. В схемах желательно применение ОУ, у которых на входе включены полевые транзисторы. Применение ОУ типа К153УД1 ограничивает динамический диапазон регулировки фор­мы АЧХ.

Рис. 5.14

Рис. 5.15

 

Управляемый фильтр. Фильтр нижних частот (рис. 5.15) имеет управляемую частоту среза. Управление осуществляется за счет уменьшения переменной составляющей в цепи ООС, что вызывает увеличение коэффициента усиления ОУ. При отсутствии управляю­щих напряжений фильтр имеет частоту среза приблизительно 30 Гц. С включением транзистора VT2 от U_упр, равного +5 В, частота среза увеличивается на 40 Гц. На столько же увеличивается часто­та и при включении транзистора VT3.

 

ФИЛЬТРЫ НА МИКРОСХЕМАХ

 

Перестраиваемый ФВЧ.Схема активного ФВЧ (рис. 5 16) поз­воляет плавно регулировать частоту среза от 300 Гц до 3 кГц. Перестройка фильтра осуще­ствляется с помощью полевых транзисторов VT1 и VT2, ко­торые работают как перемен­ные резисторы. Частота среза АЧХ определяется из выраже­ния

где R₁₀ и R_2э — эквивалентные со­противления, образованные па­раллельным соединением ре­зисторов R1 и R2 и сопротив­лений каналов сток — исток полевых транзисторов. Диапа­зон управляющих напряжений от 2 до 3,6 В. Коэффициент передачи фильтра в полосе пропускания равен 0,96, а коэффициент нелинейных искажений не более 0,7% при входном cm-нале 140 мВ. Крутизна спада АЧХ не менее 40 дБ на декаду.

Рис. 5.16 Рис. 5.17

 

Двухкаскадный фильтр. Фильтр высоких частот на интеграль­ной микросхеме К284УД2 (рис. 5.17, а) имеет частоту среза 80 Гц. Уходы частоты среза в диапазоне температур от +25 до +80° С составляют 0,2%. Форма АЧХ проиллюстрирована на рис. 5.17,6.

 

ФИЛЬТРЫ НА ТРАНЗИСТОРАХ

Активный ФВЧ с инфранизкой частотой среза. Для получения большого входного сопротивления активного элемента применяется составной каскад, в котором… Фильтр высоких частот на транзисторах. Активный ФВЧ (рнс. 5.19, а) имеет…

Рис. 5.18

Рис. 5.19

Рис. 5.20

 

Корректирующий фильтр. Фильтр высоких частот (рис. 5.20, а) имеет частоту среза 1 кГц. Подавление сигналов с частотами ниже 1 кГц происходит за счет ООС, которая осуществляется через транзистор VT1. Глубина этой связи тем больше, чем больше амп­литуда сигнала на конденсаторе С2. Частотную характеристику фильтра можно менять, подключая в эмиттер транзистора VT2 кон­денсатор СЗ. С этим конденсатором возникает подъем характери­стики на частотах выше 5 кГц. При подключении этого конденса­тора в коллектор транзистора VT2 возникает завал на частотах выше 5 кГц. На рис. 5.20, б приведена АЧХ фильтра для двух зна­чений емкости СЗ.

ФИЛЬТРЫ С ПОВТОРИТЕЛЯМИ НАПРЯЖЕНИЯ

Двойной Т-образный мост. Характеристики режекторного фильтра, представляющего двойной Т-образный мост (рис. 5.21, а), определяются выражениями… фазовая характеристика

Рис. 5.21

 

Номиналы других элементов определяются следующим образом: R1 = KR, R2 = 6R, С2 = С/к, C3 = C/b. Условие нулевого затухания на средней частоте fо имеет вид b = к/(к — 1), в то время как усло­вием получения максимума передаточной функции (коэффициент усиления больше 1)

На средней частоте сигнал на входе фильтра находится в фазе с входным сигналом. Максимальный ко­эффициент усиления имеет место, когда к приближается к бесконечности, а b= 1,207. На практике можно принять k=100, тогда коэффициент усиления будет равен 1,2.

Комбинированный двойной Т-образ­ный фильтр. С помощью фильтров (рис. 5.23, а, б) можно регулировать затуха­ние на центральной частоте. Схемы фильтров имеют два входа. Сигнал для входа mU_BX получается с помощью усилителя, схема которого приведена на рис. 5.23, в. При изменении положения движка потенциометра т изменяется от +1 до — 1. Усилитель имеет низкое выходное сопротивление и не вли­яет на точность установки центральной частоты фильтра при изме­нении сопротивления резистора R/2.

Рис. 5.22 Рис. 5.23

 

Для первого фильтра коэффициент передачи будет определять­ся выражением

где x = w/w₀, w₀=1/RС.

При x=1, К=т. Для второго фильтра

При х=1 K = m/2.

Рис. 5.24 Рис. 5.25

 

Полосовой фильтр. Фильтр (рис. 5.24, а) содержит два звена ФВЧ и два звена ФНЧ. Для устранения связи между RC в схему введен ОУ, включенный по схеме повторителя. Для увеличения ча­стотной селекции входного сигнала можно последовательно вклю­чить несколько каскадов. Схема включения ОУ приведена в гл. 1. На рис. 5.24, б приведены АЧХ звеньев для ряда значений эле­ментов.

Режекторный фильтр с ОС.Наличие ОС в двойном Т-об­разном фильтре (рис. 5.25) поз­воляет увеличить его доброт­ность- с 0,25 до 30. Централь­ная частота фильтра 50 Гц. На частоте 52 Гц затухание составляет 1- дБ. Если приме­нить регулируемую ОС, введя в цепь эмиттера транзистора VT2 потенциометр, то можно изменять полосу затухания фильтра. В фильтре можно применить интегральную мик­росхему К198НТ4А, которая представляет собой сборку из трех транзисторов.

Комбинированный режекторный фильтр. Двойной Т-образный мост (рис. 5.26, а) имеет частоту режекции 1,5 кГц. При использо­вании в схеме элементов с допуском 5% не удается получить до­статочного подавления сигнала на режекторной частоте. Чтобы увеличить подавление, необходимо подбирать сопротивление рези­стора R6. Ослабление сигнала на режекторной частоте при этом может достигать 10³ раз. Частоту режекцин фильтра можно изме­нять подбором сопротивления резистора R2. Изменение частотной характеристики в зависимости от сопротивлений резисторов R1 и R2 показано на рис. 5.26,6.

Рис. 5.26

 

ФИЛЬТРЫ НА УСИЛИТЕЛЯХ

Фильтр с ООС. В схеме фильтра двойной Т-образный мост включен в цепь ОС (рис. 527). На квазирезонансной частоте 500 Гц полоса пропускания равна 30…

Рис. 5.27 Рис. 5.28

Рис. 5.29

 

Мостовой фильтр. Активный полосовой фильтр (рис. 5.28) имеет центральную частоту 70 Гц и полосу пропускания 10 Гц. Коэффи­циент передачи равен 7. При изменении емкостей конденсаторов можно менять центральную частоту. Добротность фильтра на часто­тах до 20 Гц меньше 5.

Фильтр с мостом Вина. Активный фильтр (рис. 5.29, а) позво­ляет ослабить более чем на 60 дБ сигнал, частота которого совпа­дает с частотой настройки моста Вина. Максимальное ослабление достигается при подстройке рези­стора R3. Частоту настройки фильтра можно менять, если вме­сто постоянных резисторов R6 и R7 применить сдвоенный потен­циометр, при этом частота ре­жекции f₀=1/2пR_бС₂=1/2пR₇С₃. Фильтр работает в диапазоне ча­стот от единиц герц до сотен ки­логерц. Добротность фильтра остается неизменной для любых номиналов резисторов и конденса­торов во всем частотном диапа­зоне. Усилительный каскад в схе­ме фильтров должен обеспечить коэффициент усиления базового сигнала на коллекторе около 2. По­этому сопротивления резисторов R3 и R4 должны быть в два раза больше сопротивления резистора R5. Точность в настройке фильтра приводит к появлению на выходе сигнала с двойной частотой. На рис. 5.29, б приведен вид АЧХ фильтра.

Рис. 5.30 Рис. 5.31

 

Усилитель с частотно-зависимой ОС.Усилитель построен по схеме RС-генератора с фазосдвигающей цепочкой (рис. 5.30). Схема не возбуждается, поскольку коэффициент передачи транзистора искусственно снижен. Регулировка коэффициента усиления схемы с помощью резистора R6 позволяет изменять добротность фильтра. Для приведенных на схеме элементов она должна быть больше 20. В фазосдвигающей цепочке с помощью резистора R2 можно регу­лировать резонансную частоту в пределах от 800 Гц до 1 кГц.

Полосовой фильтр. Фильтр построен на ОУ, в цепь ООС кото­рого включен двойной Т-образный мост (рис. 5.31, о). Резонансная частота моста определяется выражением fo==l/2пR₂C₂. Максимум усиления фильтра на резонансной частоте зависит от коэффициента усиления ОУ и точности настройки моста. При точности номиналов элементов 0.1% коэффициент передачи фильтра превышает 50 дБ. На рис. 5.31,6 показана АЧХ фильтра.

ПОЛОСОВЫЕ ФИЛЬТРЫ

Заграждающий фильтр. Фильтр построен на двойном Т-об­разном мосте, включенном в цепь ОС ОУ (рис. 5.32, а). Централь­ная частота фильтра определяется… Узкополосный селективный фильтр. Селективный фильтр (рис. 5.33, а) имеет…

Рис. 5.32

Рис. 5.33

 

Коэффициент передачи фильтра на резонансной частоте K=R₁C₁/R_s(C₁+C₂). Добротность фильтра определяется из выра­жения

Настройка фильтра достаточно трудоемка. Регулировка доб­ротности осуществляется с помощью резистора R2. Центральная частйта устанавливается одновременной регулировкой R2 и R3, при сохранении их отношения. При выполнении последнего условия ре­гулировка мало влияет на добротность фильтра. На рис. 5.33,6 приведен примерный вид АЧХ фильтра.

Фильтр с регулируемой цент­ральной частотой. Избирательный $ильтр построен на ОУ, в цепи С которого включена RС-цепь (рис. 5.34). С помощью резисто­ра R6 может меняться централь­ная частота фильтра в пределах от 0,5 до 2,5 кГц. Добротность фильтра можно регулировать ре­зистором R3. Она меняется в пре­делах от 10 до 100. Следует учесть, что применение в схеме резистора R2 с номиналом более 30 кОм нарушает устойчивость схемы. При перестройке центральной частоты фильтра добротность и коэффициент передачи не меняются. Пропорциональное изменение емкостей конденсаторов С1 — СЗ позволяет изменить частоту на­стройки фильтра в широких пределах от 10 Гц до 100 кГц. В ОУ корректирующий конденсатор емкостью 100 пФ включен между вы­водами 1 и 12.

Рис. 5.34 Рис. 5.35

 

Обратный Т-образный мост. При выборе номиналов элементов активного фильтра с двойным Т-образным мостом (рис. 5.35,6) можно руководствоваться описанием элементов эквивалентной схе­мы фильтра на рис. 5.35, а. Комплексные сопротивления плеч моста могут быть записаны Z₁=2R+jwRC' и 2₂= 1/R'w²C² — j2/wC, где w = 2пf — резонансная частота. В первом случае половина моста эквивалентна индуктивности L₉ = RC' при Rb = 2R, а во втором — емкости С_э = С/2 при Rc = — 1/R'w²С². Добротность фильтра опре­деляется выражением Q = wL₃/R_L — |Rc|. Если R_c будет больше RL, фильтр превращается в генератор. Изображенный на рис. 5.35,6 фильтр имеет резонансную частоту 1 кГц, добротность 9.

Рис. 5.36

Рис. 5.37

Управляемый полосовой фильтр. Фильтр (рис. 5.36, а) поз­воляет получить на центральной частоте коэффициент передачи, близкий к нулю. Резистором R4 устанавливается нулевой фазовый сдвиг на центральной частоте. Центральная частота определяется по формуле f₀ = З^-2/2пRС при R2=R3=R и С1 = С2 = СЗ=С, R4 = R/12. Сопротивление нагрузки фильтра должно быть значи­тельно больше сопротивления резистора R2 (R3). При этом уменьшается падение напряжения на резисторах R2 (R3) и возникает не­которая асимметрия АЧХ. Для центральной частоты f₀ = 55 кГц R₂ = R3=10 кОм, С1 = С2 = СЗ = 5 _НФ, R₄ = 820 Ом. На рис. 5.36, б показана форма передаточной характеристики фильтра. Октавный фильтр. Основные параметры фильтра на ОУ (рис. 5.37, а) определяются по формулам

где fо — централь­ная частота. Сопротивление резистора $3 должно учитывать внут­реннее сопротивление источника сигнала. Оно не должно быть больше 10 кОм. На рис. 5.35,6 приведен вид ряда АЧХ звеньев фильтра.

 

ПЕРЕСТРАИВАЕМЫЕ ФИЛЬТРЫ

Перестраиваемый фильтр. Узкополосный фильтр (рис. 5.38) построен на базе моста Вина. С помощью резистора R3 можно из­менять добротность вплоть до… Полосовой фильтр второго порядка. Полосовой фильтр (рис. 5.39, а) имеет…

Pис. 5.38 Рис. 5.39

 

Мостовой фильтр. Центральную частоту фильтра (рис. 5.40, а) можно рассчитать по формуле

где LI = C2 = C. Полоса пропускания определяется Дf=1/пСR₃, когда R1 = R2. При изменении сопротивления резистора R2 смещается как центральная частота, так и полоса пропускания. Эта зависи­мость показана на рис. 5.40, б. Коэффициент передачи на цент­ральной частоте определяется формулой K — R₃/(R₁+R₂).

Селективный фильтр на инверторе проводимости. Фильтр по­строен на инверторе проводимости, который собран на ОУ (рис. 5.41). Частотная характеристика фильтра определяется цепоч­ками Ri, Ci и Rz, C_z. Центральная частота фильтра может быть найдена из выражения f₀ = 2п/R₁C_l при R1 = R5, C1 = C2. Коэффициент передачи на резонансной частоте равен К.о = n/(2—n), где n= (R₂+аR₃)/[R₄+(1 — а)R₃]. Добротность фильтра определяется выражением Q=l/(2 — n). Для указанных на схеме номиналов элементов центральная частота равна 1 кГц. Добротность фильтра можно регулировать с помощью резистора R3. Фильтр устойчиво работает при Q=100.

Рис. 5.40 Рис. 5.41

Рис. 5.42

 

Фильтр с регулируемой частотой и добротностью. Фильтр по­строен на двух микросхемах (рис. 5.42), причем DA2 с прилегаю­щими к ней элементами работает в качестве эквивалентной индук­тивности.

Средняя частота фильтра определяется по формуле

[Гц), а ширина полосы пропускания по формуле

Для тех номиналов элементов, которые указаны на схеме, средняя частота может регулироваться с помощью резистора R2 в пределах от 1 до 10 кГц. Добротность фильтра регулируется резистором R1. Она может меняться в пределах от 2 до 200. Коэф­фициент передачи для средних частот от 1 до 10 кГц не меняется и равен единице. Максимальная амплитуда входного сигнала 0,5 В. Для получения фильтра на другие средние частоты следует подхо­дить к выбору номиналов элементов схемы с учетом того, что со­противление резистора R1 должно быть менее 400 кОм, сопротив­ления резистора R2 — между 1 и 40 кОм. Значение R₄С₃/R₃С₂ должно лежать в пределах от нуля до (R₂/R₁) 10^-2. Постоянные времени R₄C₃ и R₃C₂ можно отрегулировать, если резистор R4 сде­лать переменным. Фильтр настраивается при разомкнутом входе, что соответствует максимальной добротности. Увеличением сопро­тивления резистора R4 добиться самовозбуждения схемы. После этого можно уменьшить сопротивление резистора R4 или парал­лельно ему подключить резистор с сопротивлением больше 100 кОм. Автоколебания при этом прекращаются.

 

Глава 6

МОДУЛЯТОРЫ ПОСТОЯННОГО ТОКА

Модуляторы постоянного тока применяются в различных исследованиях для измерения малых величин постоянного или пе­ременного тока и в коммутаторах… Модуляторы на биполярных транзисторах используют в тех случаях, когда… Основным недостатком модулятора является то, что при отсут­ствии входного сигнала на его выходах присутствует…

Таблица 6.1

Тип микросхемы	Emax, B	Eост, мВ	I0. нА	Rотк. Ом	tвкл. мкс
К101КТ1		0,1
К124УТ1	±30	0,1 — 0,3			—
К162КТ1	±30	0,1 — 0,3			—
К168КТ1.2	—	0,1			1,5
К190КТ1	±20	10-4
К190КТ2	±20	10-4
К701МЛЗЗ	±10	0.02			1,5
К701МЛ36	±30	0,2
К701МЛ37	±30	0,2			1,5
К284КН1А	— 8, +10	—			2,0
К284КН1Б	±10	—			2,0

Примечание: E_mаx — максимальное напряжение переключаемого сигнала; E_ост — остаточное напряжение; I₀ — ток утечки; Rотк — сопротивле­ние открытого ключа; t_вил — время включения.

 

В табл. 6.1 приводятся параметры интегральных микросхем, которые применяют для переключения аналоговых сигналов.

ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ НА МИКРОСХЕМАХ

 

Микросхема К162КТ1.Микросхема (рис. 6.1) содержит два транзистора типа р-n-р с общим выводом коллектора и приме­няется в прерывателях с автономным управляющим источником. Огтаточное напряжение между контактами 1 и 7 при базовом токе 2 мА составляет: К162КТ1А — 100 мкВ, К162К.Т1Б — 200 мкВ, К162КТ1 — 300 мкВ. Сопротивление между эмиттерами равно 100 Ом. Обратное напряжение база — эмиттер — 30 В а коллек­тор — база — 20 В.

Рис. 6.1 Рис. 6.2

 

Микросхема К101КТ1. В микросхеме применены транзисторы с проводимостью типа n-р-n (рис. 6.2). Для управления микросхемой необходимо иметь управляющий сигнал, не связанный с общей ши­ной. Остаточное напряжение между контактами 3 и 7 для групп А, В составляет менее 50 мкВ, а для групп Б, Г — менее 150 мкВ. Напряжение между эмиттерами для групп А, Б составляет 6,3 b] а для групп В, Г — 3 В. Ток через транзисторы не более 10 мА! Сопротивление между эмиттерами менее 100 Ом. Ток утечки между эмиттерами менее 10~⁸ А.

Рис. 6.3

Микросхемы К168КТ1 и К168КТ2. Эти микросхемы (рис. 6.3)применяют в качестве коммутаторов аналогового сигнала. Управ­ляемый и входной сигналы имеют общую шину. Остаточное напря­жение сток — исток менее 10 мкВ. Сопротивление открытого тран­зистора менее 100 Ом. Ток утечки сток — истбк для групп А, Б, В — менее ШиА. Ток утечки детвора не превышает 10нА. Время включения равно 0,3 мкс, а время выключения — 0,7 мкс. Допусти­мые напряжения между затвором и подложкой 30 В, а между истоком и стоком — подложкой для группы А — 10 В, для группы Б — 15 В, для группы В — 25 В.

ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Модулятор последовательно-параллельного типа. Работа модулятора (рис. 6.4) основана на поочередном открывании и за­крывании транзисторов. Когда… Дистанционный выключатель.В схеме выключателя (рис. 6.5, а) для открывания… Однополупериодный модулятор. Модулятор (рис. 6.6, а) по­строен на микросхеме К101КТ1В. Управляющий сигнал…

Рис. 6.4

 

Рис. 6.5

Рис. 6.6

Рис. 6.7 Рис. 6.8

Рис. 6.9

 

 

ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Аттенюатор. Максимальное ослабление аттенюатора (рис. 6.9) составляет 80 дБ, а переменного напряжения с частотой до 500 кГц — более 60 дБ.… Одиночный ключ. Для коммутации постоянного напряжения ис­пользуется ключ на…

Рис. 6.10 Рис. 6.11

 

Модулятор с компенсацией помехи. При преобразовании посто­янного входного сигнала в переменный существенные ограничения на минимальное значение входного сигнала накладывают помехи. Чтобы избавиться от этого, применяют схемы компенсации. Одна из таких схем представлена на рис. 6.11. В схеме модулятора ключ построен на транзисторе VT1. Усилитель собран на транзисторе VT2. Цепь компенсации состоит из двух резисторов R5 и R6.

Управляющий сигнал прямоугольной формы подается на за­твор полевого транзистора. Из-за наличия паразитной емкости затвор — сток-напряжение коммутации проникает на выход в виде помехи и образует начальный уровень. Проникшее напряжение ком­пенсируется импульсами управляющего напряжения, поступающими в. исток VT2 с делителя на резисторах R5 и R6 в противофазе по отношению к напряжению помехи. Компенсирующее напряжение устанавливается с помощью переменного резистора R5.

Схема с противофазной компенсацией. На рис. 6.12, а приведе­на схема коммутации аналогового сигнала, в которой применена цепь компенсации импульсных помех, возникающих из-за паразит­ных емкостей полевых транзисторов. Компенсация осуществляется подачей противофазного помехе сигнала на выход схемы через конденсатор С1. Амплитуда компенсирующего импульса устанав­ливается потенциометром R2. При частоте управляющих сигналов 1 кГц и амплитуде 5 В средний ток в нагрузке от импульсных помех может составлять 2 — 5 нА. Дрейф выходного напряжения при компенсации уменьшается в 10 — 20 раз. На схеме рис. 6.12,6 при­менен двухзатворный полевой транзистор. Компенсация импульсных помех осуществляется по второму (верхнему по схеме) затвору. При управляющем напряжении 1,5 В и при определенной темпера­туре средний ток от импульсных помех можно свести к нулю. При изменении температуры дрейф тока в нагрузке составляет 0,2 — 0,5 нА/град.

Рис. 6.12

Рис. 6.13

 

Комбинированный модулятор. Модулятор (рис. 6.13) состоит из двух поочередно открывающихся транзисторов VT1 и VT2. Когда открыт транзистор VT1, входной сигнал поступает на затвор уси­лительного транзистора VT3, который имеет входное сопротивле­ние около 100 МОм. В следующий момент транзистор VT1 закры­вается, а транзистор VT2 открывается и на вход усилителя посту­пает нулевой уровень. В результате на выходе транзистора VT3 будет усиленный сигнал прямоугольной формы. Амплитудная ха­рактеристика всей схемы линейна в пределах от 10 мкВ до 1 мВ с коэффициентом передачи 0,8. Если на входе отсутствует сигнал, то на выходе возникают импульсные помехи, которые вызваны пара­зитными емкостями модулятора. Положительные импульсы имеют амплитуду около 25 мкВ, а от­рицательные импульсы — более 100 мкВ. Эти помехи можно ча­стично компенсировать с по­мощью цепочки R1, С1. Парамет­ры этой цепочки находятся в прямой зависимости от паразит­ных емкостей транзисторов.

Балансный модулятор. Схема балансного модулятора (рис. 6.14) состоит из двух комбинирован­ных модуляторов. В результате приведенного на схеме включения на выходах балансного модуля­тора возникают импульсные помехи одной полярности. Входные сигналы модулятора по­даются на Вход 1 и Выход 2 дифференциального усилителя. Поскольку импульсные помехи поступают одновременно на оба усилителя, то в результате они будут частично скомпенси­рованы. Степень компенсации зависит от коэффициента подавления синфазных сигналов дифференциальным усилителем, а также от неравенства паразитных емкостей модулятора. Импульсные помехи на выходе усилителя могут составлять менее 1 мкВ. Максимальное значение входного сигнала 3 В. В схеме вместо транзисторов VT1 — VT4 целесообразно применить две интегральные микросхемы КПС202, в которых находятся по два подобранных полевых тран­зистора.

Рис. 6.14 Рис. 6.15

 

Балансный компенсатор помех. При подаче сигналов на вход ОУ (рис. 6.15) через полевой транзистор VT1 на выходе схемы возникают импульсные помехи, связанные с паразитными емкостями транзисторов. Чтобы избавиться от этого, на другой вход усилителя подаются аналогичные сигналы, снимаемые с другого полевого тран­зистора VT2. В результате на обоих входах ОУ возникают одина­ковые помехи. Подстройка амплитуд этих помех осуществляется с помощью резистора R6. В итоге на выходе ОУ выбросы от пере­ключения полевых Транзисторов не превышают 1 мВ. Для вход­ного сигнала с амплитудой меньше 3 В точность передачи равна 0,5%.

ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ СО СХЕМОЙ УПРАВЛЕНИЯ

Переключатель аналогового сигнала. В процессе передачи аналогового сигнала со входа на выход схемы (рис. 6.16) прини­мают участие ОУ и два полевых… Коммутатор сигналов.Коммутатор аналоговых сигналов (рис. 6.17, а) предназначен…

Рис. 6.16

При подаче на управляющий вход положительного напряжения по­левой транзистор находится в закрытом состоянии. Нулевое управ­ляющее напряжение открывает полевой транзистор. В момент перехода транзистора из закрытого состояния в открытое через паразитные емкости на выход проходит импульсный сигнал помехи. Для компенсации помехи включен конденсатор С в цепь ООС. Амп­литуда помехи составляет несколько милливольт. Первый ОУ (DA1) для входного сигнала имеет коэффициент усиления, равный единице. Второй ОУ (DA2) выполняет роль повторителя с большим входным сопротивлением. На схеме рис. 6.17,6 показан коммутатор с управляющими устройствами на интегральной микросхеме К155ЛА8.

Коммутатор на интегральной микросхеме К190КТ2. Коммутатор сигналов от 0 до — 10 В (рис. 6.18, а) построен на микросхеме типа К190КТ2, в которой ключи выполнены на МОП-транзисторах с каналом типа р. Напряжение — 25 В, которое присутствует в коллекторах транзисторов VT1 — VT4, открывает ключи. Для закры­вания ключа подается положительное напряжение 3 В в эмиттеры транзисторов VT1 — VT4. На рис. 6.18,6 приведена зависимость по­грешности ключа от входного напряжения.

Рис. 6.17

Рис. 6 18

 

Рис. 6.19

 

Четырехканальный коммутатор. Коммутатор аналоговых сигна­лов построен на интегральной микросхеме К168КТ2 (рис. 6.19, а), которая состоит из четырех ключей на полевых транзисторах. Тран­зисторы в открытом состоянии имеют сопротивление менее 100 Ом, а напряжение отсечки 3 — 6 В. Управление ключами осуществляется логической схемой К155ЛА8, которая имеет четыре открытых кол­лектора. В цепях коллекторов стоят нагрузочные резисторы R4 — R7. На рис. 6.19,6 приведена передаточная характеристика ключа при R3=1,5 кОм при различных напряжениях смещения на контакте 11 микросхемы DA1: кривая 1 — 12 В, кривая 2 — 9 В, кривая 3 — 6 В, кривая 4 — 5В.

Для R₃=1,5 кОм коэффициент передачи равен 0,93, а нели­нейность в диапазоне коммутируемых сигналов 0 — 1 В менее 1,5%, а для диапазона 0 — 10 В — менее 5%. При сопротивлении нагрузки R₃= 100 кОм нелинейность в первом диапазоне не пре­вышает 0,01%, а во втором диапазоне — 0,1%. Длительность фрон­та включения по уровням 0,1 и 0,9 составляет 1,8 мкс, а выключе­ния — 3,6 мкс. При первом входном сигнале на резисторе Ri3= 10 кОм возникают импульсные помехи с амплитудой 0,5 В и с длительностью 0,1 мкс. Коммутатор может переключать как постоянное напряжение, так и импульсные сигналы с длительностью до десятков наносекунд.

Следует иметь в виду, что микросхема DD запитывается по общей шине, вывод 7 к — 12 В, а на контакт 14 подается нуль. Кроме того, сигналы управления необходимо подавать относитель­но — 12 В.

 

Рис. 6.20

Рис. 6.21

 

Коммутатор на биполярных транзисторах. Коммутатор аналого­вых сигналов (рис. 6.20) имеет в своей основе дифференциальный усилитель с глубокой ООС. Схема содержит четыре ключа, которые переключаются при коммутации генератора тока, включенного в эмиттер дифференциальной пары транзисторов, входящих в ключ Для транзисторов VT3 и VT4 генератором тока является транзи­стор VT13. Когда через транзистор VT13 протекает ток, то сигнал на Входе 1 управляет перераспределением тока транзисторов VT3 и VT4. В их коллекторах возникает падение напряжения, которое управляет ОУ. В схеме существует ООС с выхода ОУ на базу транзистора VT4. Для пропускания сигнала но Входу 2 включает­ся транзистор VT12. Управление генераторами тока (транзисторы VT11 — VT14) осуществляется микросхемой DD1 через транзисторы VT15 и VTJ6, которые также управляются микросхемой. Микро­схема DD1 является двухразрядным счетчиком. Выходные сигналы счетчика, отображающие двоичное число, дешифрируются транзи­сторами VT11 — VT16. На вход счетчика должны поступать импуль­сы положительной полярности с амплитудой до 5 В.

Выходной сигнал с дифференциального каскада поступает на ОУ DA1 и далее на ОУ DA2. Коэффициент усиления ОУ DA2 можно регулировать изменением сопротивления резистора !R5. Для получе­ния максимального быстродействия в схеме коммутатора желатель­но использовать ОУ серии К НО. Следует учесть, что микросхемы К140УД1Б требуют введение корректирующих цепей между выво­дами 1 и 12 (С=100 пФ, R=1 кОм). Время установления вход­ного сигнала в коллекторах транзисторов VT1, VT2 составляет менее 50 не, а на выходе — менее 300 не. Транзисторы коммутатора входят в состав микросхемы К198НТ1.

Ключи микросхемы К284КН1. Интегральная микросхема К284КН1А, Б (рис. 6.21) предназначена для коммутации аналого­вых сигналов постоянного и переменного токов с частотами до еди­ниц мегагерц. На рис. 6.21, а приведена схема одного ключа, а на рис. 6.21,6 — функциональная схема микросхемы. Входное напря­жение может меняться в пределах Т10 В.

Управление ключом осуществляется от логических элементов с напряжением высокого уровня не менее 2,4 В. В открытом состоянии ключ имеет сопротивление: К284КН1А — не более 160 Ом, К284КН1Б — не более 250 Ом. Коммутируемый ток равен: К284КН1А — от +10 до — 8 мА, К284КН1Б — =flQ мА. Время включения (выключения) составляет меньше 2 мкс. В закрытом со­стоянии ключ ослабляет входной сигнал на 60 дБ, при Я_а=10кОм. На выходе ключа за счет емкостей переходов возникают им­пульсные сигналы с амплитудой 1 — 1,5 В и длительностью меньше 1 мкс. Коэффициент передачи ключа близок к единице для сигна­лов с частотами до 10 МГц, что проиллюстрировано на графике рис. 6.21, в.

 

Глава 7

МОДУЛЯТОРЫ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА

Модуляция является процессом управления одним или не­сколькими параметрами гармонического колебания для передачи ин­формации на расстояние.… Модуляция осуществляется как в нелинейных, так и в линейных цепях с… Для осуществления AM гармонического сигнала достаточно в цепь прохождения сигнала включить управляющий элемент. В…

МОДУЛЯТОРЫ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Линейный модулятор. Для управления коэффициентом усиления ОУ в модуляторе (рис. 7.1, о) в цепь ООС включен поле­вой транзистор. Отрицательная…

Рис. 7.1

Рис. 7.2

 

Управление коэффициентом усиления ОУ. Модулятор (рис. 7.2, а) использует управление коэффициентом усиления ОУ в схеме инвертирующего усилителя. Коэффициент усиления опреде­ляется отношением R₃/R_Т, где R_т — сопротивление полевого транзи­стора. Поскольку сопротивление полевого транзистора меняется по параболическому закону в зависимости от напряжения на затворе, то линейный участок изменения коэффициента усиления ОУ будет соответствовать изменению U_BI2 в интервале от 2 до 3 В. Сигнал с несущей частотой подается на первый вход, а сигнал с модулиру­ющей частотой — на второй. С помощью резистора R4 на затворе устанавливается запирающее напряжение 2,5 В. Амплитуда моду­лирующего сигнала должна быть меньше 0,5 В. На графике рис. 7.2, б приведена характеристика управления модулятором.

Модулятор ОУ. Управление коэффициентом усиления ОУ в мо­дуляторе (рис. 7.3, а) осуществляется с помощью полевого транзи­стора, который подключен к неинвертирующему входу ОУ. Схема работает при входных сигналах меньше 1 В на частотах до 100 кГц. Для увеличения крутизны преобразования схемы жела­тельно увеличение максимального коэффициента усиления ОУ. Для приведенных на схеме элементов коэффициент равен 2. На графике (рис. 7.3,6) приведена характеристика управления модулятором.

Рис. 7.3

Рис. 7.4

 

Модулятор с объединенными входами. Для управления ампли­тудой гармонического сигнала в модуляторе (рис. 7.4, а) ко входу ОУ подключен полевой транзистор. Этот транзистор совместно с ре­зистором R3 образует управляемый делитель напряжения. Входной сигнал одновременно действует на два входа ОУ. При напряжении на затворе 3 В на обоих входах действуют сигналы, равные по амплитуде. Выходной сигнал равен нулю. При уменьшении напря­жения на затворе транзистор открывается, его сопротивление умень­шается. Происходит разбаланс входных сигналов. Интегральная микросхема усиливает разность сигналов в 50 раз. На рис. 7.4, б приведена зависимость коэффициента усиления ОУ от управляю­щего напряжения.

Модулятор на полевом транзисторе. Модулятор (рис. 7.5, а) построен в виде Г-образного аттенюатора с полевым транзистором в вертикальном плече. Сопротивление транзистора изменяется управ­ляющим сигналом. Учитывая передаточную характеристику приме­няемого транзистора, на его затвор необходимо подать постоянное напряжение смещения 3 В. Амплитуда переменной составляющей управляющего сигнала должна быть около 1 В. При этом получает­ся 30%-пая модуляция. Входной сигнал может иметь амплитуду до 1 В. На графиках (рис. 7.5, б) представлены характеристики управления каскада, определенные для разных номиналов элемен­тов схемы.

Рис. 7.5

Рис. 7.6

 

Балансный модулятор на полевых транзисторах. На вход мо­дулятора (рис. 7.6, а) подается гармонический сигнал с частотой 10 кГц. Амплитуда сигнала может быть до 1 В. Модулятор постро­ен по дифференциальной схеме на полевых транзисторах. Это поз­воляет обеспечить линейный участок передаточной характеристики от 0,5 до 1,25 В. Если в модуляторе применить полевые транзисторы с большим напряжением отсечки, то линейный участок увеличится. После дифференциального каскада сигнал усиливается ОУ в 10 раз. При нулевом управляющем сигнале схема балансируется с по­мощью резистора R1. На графике (рис. 7.6, б) представлена харак­теристика управления.

 

МОДУЛЯТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ

Модулятор на ограничителях.В схеме рис. 7.7, а модуля­ция сигнала, действующего на Входе 2, осуществляется за счет из­менения режимов работы ОУ DA1…

Рис. 7.7 Рис. 7.8

 

Под воздействием этого сме­щения амплитуда сигнала несу­щей частоты уменьшается. На выходе микросхемы DA3 будет ограниченный сигнал несущей частоты. Для осуществления AM необходимо на Вход 1 подать по­стоянную составляющую, совмест­но с которой будет действовать сигнал модулирующей частоты. Вы­ходной AM сигнал будет иметь нелинейные искажения типа «сту­пенька». Эти искажения можно устранить последующими фильтру­ющими цепями. Модулятор работает на частотах до 10 МГц. На рис. 7.7, б проиллюстрирован выходной сигнал модулятора.

Автоматическая регулировка усиления на транзисторах. Регу­лировка коэффициента усиления усилителя (рис. 7.8) основывается на изменении ООС. В качестве сопротивления ОС используется пря­мое сопротивление диода. Значение этого сопротивления меняется в зависимости от протекающего тока. Управляющее напряжение по­дается на базу транзистора VT1. Коллекторный ток VT1 протекает через диод. Входной сигнал через цепь Rl, Cl, C2 поступает на базу транзистора VT2, а с коллектора этого транзистора через диод действует ООС. В зависимости от тока, протекающего через тран­зистор VT1, будет меняться сопротивление ОС коллектор — база транзистора VT2. Схема позволяет изменять выходной сигнал на 60 дБ. Напряжение входного сигнала 10 мВ. Верхняя граничная частота входного сигнала 500 кГц.

Модулятор на составном каскаде. Модулятор (рис. 7.9, а) име­ет фиксированную частоту модуляции 500 Гц, которая определяется низкочастотным контуром. Несущая частота высокочастотного сиг­нала 10 МГц формируется во втором контуре. Колебания в схеме возникают за счет отрицательного дифференциального сопротивле­ния, которое образуется двумя полевыми транзисторами. Вольт-ам­перная характеристика составного транзистора показана на рис. 7.9, б. Амплитуда выходного сигнала не превышает 1 В.

Рис. 7.9 Рис. 7.10

Рис. 7.11

 

Широкополосный модулятор. Устройство (рис. 7.10) позволяет осуществить модуляцию входного сигнала в широком диапазоне ча­стот от 20 Гц до 200 кГц. Модуляция осуществляется за счет изме­нения коэффициента усиления каскада на транзисторе VT1. В эмиттерную цепь этого транзистора включен полевой транзистор, сопро­тивление которого изменяется управляющим напряжением, поступающим на затвор. Так, при изменении напряжения в затворе от 0,8 до 10 В коэффициент усиления меняется на 40 дБ. Для уменьшения выходного сопротивления усилительного каскада при­менен эмиттерный повторитель на транзисторе VT2.

Микромощный модулятор. Схема модулятора (рис. 7.11) по­строена на транзисторе VT5. Модулирующий сигнал низкой частоты приходит на вход логарифмического преобразователя, который собран на транзисторах VT1 и VT2. Применение в схеме двух тран­зисторов VT1 и VT3 в диодных режимах значительно уменьшает искажения, которые связаны с нелинейностью входной характери­стики транзистора VT5. В результате линейность сохраняется при коэффициенте модуляции 0,8 для несущей частоты 500 кГц и моду­лирующей частоты 400 Гц. Результаты не меняются для несущей частоты 10 кГц. Транзистор VT4, примененный для уменьшения влияния контура на модулирующий каскад, можно исключить при относительно низких несущих ча­стотах. Присутствие его жела­тельно на частотах более 1 МГц Вместо транзисторов в схеме можно применить интегральную микросхему К198НТ1. В этом случае габаритные размеры уст­ройства значительно уменьшают­ся.

Рис. 7.12 Рис. 7 13

 

Параллельные модуляторы.Модуляторы, схемы которых при­ведены на рис. 7.12, а и б, по­строены на двух транзисторах. Модулирующий сигнал поступа­ет на базу транзистора VT1 в схеме усилителя с коллектор­ной и эмиттерной нагрузкой. Сигналы на коллекторе и эмит­тере VT1 равны по амплитуде и сдвинуты по фазе на 180". Эти сигналы используются в качестве напряжения питания для транзистора VT2, на базу которого поступает сигнал несущей частоты. Сигнал несущей частоты, усиленный транзистором VT2, работающим при малых напряжениях между коллектором и эмитте­ром, обладает нелинейными искажениями. Для уменьшения их необ­ходима последующая фильтрация. Возможно включение в коллек­торную цепь транзистора VT2 вместо резистора R5 контура LC, настроенного на резонансную частоту. Схема может работать в широком диапазоне частот. Частота несущего сигнала должна быть более 100 кГц. При уменьшении частоты несущего сигнала возмож­ны значительные нелинейные искажения.

Модулятор на дифференциальном усилителе. В основу моду­лятора (рис. 7.13) положен принцип изменения коэффициента уси­ления дифференциального каскада в зависимости от протекающего через транзисторы тока. Модулирующий сигнал низкой частоты 10 кГц с амплитудой 50 мВ подается на базу токозадающего тран­зистора усилителя интегральной микросхемы. Сигнал с несущей частотой 100 кГц и амплитудой 100 мВ подается на базу одного из транзисторов дифференциального каскада. База второго транзисто­ра через резистор R2 подключена к нулевому потенциалу. Выходной сигнал усилителя поступает на эмиттер транзистора VT1 каскада с ОБ. С помощью конденсатора СЗ фильтруются низкочастотные составляющие выходного сигнала. На выходе схемы появляется AM сигнал с амплитудой 40 мВ и коэффициентом модуляции 30%. Модулятор может работать с сигналами несущей частоты до 1 МГц.

Низкочастотный модулятор. Автоматическую регулировку уси­ления в каскадах низкой частоты можно осуществить с помощью биполярных транзисторов. На рис. 7.14, а приведена схема, в кото­рой управляющий транзистор VT2 включен в эмиттер усилитель­ного транзистора VT1 параллельно резистору R4. Регулировка усиления каскада осуществляется за счет изменения глубины ООС в каскаде, которая зависит от сопротивления, определяемого парал­лельным соединением R4 и сопротивлением коллектор — эмиттер VT2. Последнее зависит от управляющего напряжения. При закры­том транзисторе VT2 коэффициент усиления VT1 равен 1,5. Общее изменение коэффициента усиления при открытом VT2 составляет 30 дБ. Модулятор удовлетворительно работает при входных сигна­лах до 50 мВ.

Рис. 7.14

 

В схеме рис. 7.14,6 регулировка осуществляется за счет изме­нения эквивалентного сопротивления коллекторной нагрузки тран­зистора VT1. Регулирующий транзистор VT2 по переменной состав­ляющей подключается параллельно R3. Управляющий сигнал отри­цательней полярности открывает транзистор VT2 и уменьшает об­щее нагрузочное солротивление каскада.

 

МОДУЛЯТОРЫ СО СХЕМОЙ УПРАВЛЕНИЯ

Кодовый модулятор. Преобразователь двоичного кода в напряжение переменного тока в модуляторе (рис. 7.15) построен на транзисторных ключах, которые…

Рис. 7.15 Рис. 7.16

Рис. 7. 17

 

Для уменьшения габаритов устройства в схеме целесообразно применение микросхем. Вместо резисторной матрицы применяется интегральная микросхема К301НС1, транзисторы VT1—VT6 заменя­ются на две микросхемы К198НТ1, а транзисторы VT7—VT11— на К198НТ13.

Модулятор прямоугольного сигнала. Амплитудный модулятор прямоугольного сигнала (рис. 7.16) работает в широком диапазоне частот. Сигнал с модулирующей частотой поступает в базу тран­зистора VT1, работающего в линейном режиме. С эмиттера и кол­лектора этого транзистора снимаются противофазные сигналы, кото­рые подаются на транзисторы VT2 и VT3 через резисторы R5 и R6. Транзисторы VT2 и VT3 работают в дискретном режиме и переклю­чаются с частотой несущего сигнала. Выходной сигнал модулятора формируется суммирующими резисторами R7 и R8. Модулятор име­ет хорошую линейность, которая сохраняется до коэффициента мо­дуляции 95%.

Импульсный модулятор.В импульсном модуляторе (рис. 7.17) транзистор VT1 работает в линейном режиме как эмиттерный повто­ритель, а транзистор VT2 — в ключевом режиме. Источником пита­ния транзистора VT2 является напряжение в эмиттере транзистора VT1. При отсутствии на Входе I гармонического сигнала на выходе существует импульсный сигнал с амплитудой 5 В. Изменение на­пряжения в базе транзистора VT1, вызванное гармоническим сиг­налом на Входе 1, вызывает изменения коллекторного напряжения транзистора VT2. На выходе появляется модулированный сигнал. В схеме можно получить 100%-ную AM. Если на выходе подклю­чить колебательный контур, настроенный на первую гармонику им­пульсного сигнала, то можно получить AM гармонического сигнала.

Ключевой модулятор. Аналоговый ключ (рис. 7.18) построен на полевых транзисторах. Он состоит из трех каскадов. Общий коэф­фициент ослабления входного сигнала более 100 дБ на частотах от О до 50 МГц. Управление ключами осуществляется дифференциаль­ным усилителем (транзисторы VT8, VT9), Управляющие сигналы с усилителя подаются на затворы полевых транзисторов. Когда транзисторы VT1, VT3 и VT5 открыты, транзисторы VT2, VT4 и VT6 закрыты. Входной сигнал проходит на вход истокового повто­рителя на VT7. В другом состоянии усилителя транзисторы VT1, VT3 и VT5 закрыты, а транзисторы VT2, VT4 и VT6 открыты. В этом случае пары полевых транзисторов VT1 и VT2, VT3 и УТ4, VT5 и VT6, образующие три звена Г-образных аттенюаторов, зна­чительно ослабляют входной сигнал. Для развязки цепей управле­ния в затворах транзисторов VT1, VT3 и VT5 включены резисторы R2, R3 и R5. В схеме вместо каскада управления на транзисторах VT8 — VT10 можно включить интегральную микросхему К122УД1. Дискретный модулятор на транзисторе. Модулятор (рис. 7.19) работает в импульсном режиме. Когда транзистор открыт, то рези­стор R4 подключается к нулевому потенциалу и входной сигнал поступает на оба входа ОУ. На выходе сигмал будет ослаблен на 70-90 дБ. При закрывании транзистора резистор R4 отключается от нулевого потенциала. Операционный усилитель работает с коэф­фициентом усиления, равным единице. В приведенной схеме можно использовать ОУ разных типов.

Рис. 7.18

 

Рис. 7.19 Рис. 7.20

 

Переключатель гармонических сигналов. Управление гармони­ческими сигналами в переключателе (рис. 7.20) осуществляется с помощью полевых транзисторов разного типа проводимости Вход­ной сигнал подключается на один из двух выходов Полевые тран­зисторы управляются коллекторным напряжением транзистооа VT3 Отрицательное напряжение открывает транзистор VT1 а положи­тельное — транзистор VT2.

 

МОДУЛЯТОРЫ ВЧ КОЛЕБАНИЙ НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Транзисторный выключатель. Устройство (рис 721) пред­назначено для дистанционного включения переменного сигнала при отрицательном управляющем… Диодный выключатель. При отсутствии сигнала на управляю­щем входе (рис. 7.22)… Диодный высокочастотный выключатель. Импульсный модуля­тор высокочастотного сигнала (рис. 7.23) представляет собой…

Рис. 7.21 Рис. 7.22 Рис. 7.23

Рис. 7.24

 

Генератор радиоимпульсов. Генератор (рнс. 7.24) построен на одном транзисторе, включенном с ОБ. Коэффициент трансформации в пределах 0,3 — 0,15 не критичен. При запуске схемы на управля­ющий вход поступает положительный импульс с амплитудой до 5 В. Цепочка R2, С2 создает автоматическое смещение. Для транс­форматора с обмотками (w1=25 витков, w2 = Q витков, w3 = 2 вит­ка), намотанными на каркасе диаметром 7 мм, частота гармониче­ского сигнала равна 20 — 30 МГц. Колебания нарастают за 2 — 3 пе­риода. Длительность спада радиоимпульса определяется сопротивле­нием резистора R1. Для R1 — 1 кОм затухание происходит за 2 — 3 периода. Если применить транзистор ГТ313, можно получить колебания с частотой 100 — 150 МГц; при этом трансформатор дол­жен иметь обмотки (w1=4,5 витка; w2=1 виток) на каркасе диаметром 7 мм, R2 = 91 Ом; С2=18 пФ. Нарастание колебаний происходит за 5 — 7 периодов.

 

Рис. 7.25

Рис. 7.26

 

Импульсные высокочастотные модуляторы. В модуляторе (рис. 7.25) транзистор работает в режиме лавинного пробоя. При больших коллекторных напряжениях переход эмиттер — база транзисторов имеет участок с отрицательным дифференциальным сопро­тивлением. Максимумом 5-образной характеристики можно управ­лять напряжением в цепи базы. В данных модуляторах коллектор­ное напряжение выбрано немного меньше напряжения лавинного пробоя. При отсутствии входного сигнала транзистор закрыт. Поло­жительный сигнал в цепи базы открывает транзистор. Эмиттерный переход смещается в область отрицательного сопротивления. В эмит-терной цепи возникают релаксационные колебания, частота которых определяется цепочкой R3, С2. Конденсатор С1 шунтирует колеба­ния в цепи коллектора. В схеме рис. 7.25, а на выходе формиру­ются импульсные сигналы положительной полярности с амплитудой 5 В и частотой порядка 20 кГц. Схема рис. 7.25, б позволяет полу­чить сигналы отрицательной полярности с амплитудой 2 В и часто­той около 70 кГц.

В этих модуляторах могут быть использованы транзисторы П411Б с коллекторным напряжением 40 В и транзисторы ГТ311Ж с коллекторным напряжением 30 В, причем на этих транзисторах можно получить импульсы с частотой повторения до 100 МГц.

Управляемый высокочастотный генератор. Генератор гармони­ческих колебаний (рис. 7.26) собран на транзисторе VT2. Колеба­ния в схеме отсутствуют до тех пор, пока открыты диодные ключи на VD1 и VD2, которые шунтируют контур. Работой диодных клю­чей управляет транзистор VT1. Входной импульс положительной полярности закрывает транзистор VTJ и, следовательно, диоды VD1 и VD2. Поскольку постоянный ток транзистора VT1 протекает через контур, то при закрывании его в контуре возникают колебания ударного возбуждения. Эти колебания в генераторе на VT2 поддер­живаются ПОС через обмотку ОС и резистор R7. По мере возра­стания амплитуды колебаний в генераторе начинают проводить включенные в цепь ООС диоды VD3 и VD4, которые ограничивают ПОС. Таким образом стабилизируется амплитуда гармонических колебаний. При изменении питающего напряжения с 8 до 16 В амплитуда выходного сигнала меняется на 3%. Верхняя граничная частота схемы доходит до 1 МГц.

Генератор радиоимпульсов с низкоомным выходом. Генератор (рис. 7.27) предназначен для работы на емкостную нагрузку. Когда на входе отсутствует управляющий сигнал, транзистор VT1 открыт и находится в насыщении. Через индуктивность протекает ток. С приходом управляющего импульса транзистор закрывается.

Рис. 7.27

 

В контуре должны возникнуть затухающие колебания. Однако это­го не происходит. При работе эмнттерного повторителя на емкост­ную нагрузку с индуктивным сопротивлением в цепи базы в схеме возникают колебания. Емкость нагрузки, при которой начинает воз­буждаться эмиттерный повторитель, определяется выражением Сн = т_к/h_21Э R₆, где т_к — постоянная времени транзистора с ОЭ; h_21Э — коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ. В результате на выходе существуют незатухающие колебания. Для устранения возбуждения колебаний, когда транзистор VT1 открыт, в схему введен резистор R3.

Амплитуда гармонического сигнала с частотой 10 МГц на на­грузке с емкостью до 2 нФ составляет 5 В, а амплитуда сигнала с частотой 6 МГц на нагрузке с емкостью до 3,5 нФ равна 10 В Длительность управляющих сигналов от 0,1 икс до десятков мил­лисекунд.

 

МОДУЛЯТОРЫ НА ОУ

Дискретный фазовый модулятор. Операционный усилитель в схеме модулятора (рис. 7.28) меняет знак коэффициента усиления в зависимости от полярности…

Рис. 7.28

 

Амплитуда допустимого входно­го сигнала определяется допусти­мыми параметрами ОУ. Управляю­щий сигнал отрицательной полярно сти должен превышать амплитуду входного сигнала. В противном слу­чае отрицательная полярность вход­ного сигнала откроет переход база — эмиттер транзистора VT1 и на вы­ходе появится искаженный сигнал.

Фазовый модулятор на ОУ. Ц основу фазового модулятора (рис 729, а) положена RС-цепь, подключенная к неинвертируюшему входу ОУ Независимо от частоты входного сигнала амплитуда выходного сигнала остается постоянной. Фазорегулируемая RС-цепочка построена на конденсаторе С1 и сопротивлении полевого транзистора. Зависимость фазы выходного сигнала от управляюще­го напряжения в затворе полевого транзистора показана на рис. 7.29,6. Следует иметь в виду, что при фазовых сдвигах близ­ких к 90°, могут возникнуть нелинейные искажения в выходном сигнале, если амплитуда вход­ного сигнала более 100 мВ

Рис. 7.29

 

Модулятор на полевом тран­зисторе и ОУ. Модулятор (рис. 7.30) построен на ОУ, ко входам которого подводится гар­монический сигнал. Переключе­ние фазы выходного сигнала осу­ществляется с помощью полевого транзистора VT1, который может находиться в открытом или за­крытом состоянии. Управление полевым транзистором осуществ­ляется транзистором VT2. При нулевом напряжении в базе тран­зистора VT2 полевой транзистор закрыт. Положительное управля­ющее напряжение открывает транзистор VT2. В затворе полевого транзистора будет нулевой потенциал, который является для него открывающим.

При закрытом полевом транзисторе входной сигнал поступает на инвертирующий вход ОУ. Коэффициент усиления усилителя опре­деляется резисторами R3 — R5. Когда полевой транзистор открыт, входной сигнал поступает на оба входа. Однако, поскольку неинвер­тирующий вход имеет сигнал в два раза больше, чем сигнал на инвертирующем входе, то на выходе будет существовать сигнал, совпадающий по фазе с входным сигналом. Общий диапазон изме­нения фазы выходного сигнала составляет 180°.

Рис. 7.30

 

Глава 8

ДЕТЕКТОРЫ

Детектирование является процессом, обратным модуляции. Возможны три вида детектирования: амплитудное, частотное и фа­зовое. Кроме этого существует… Несинхронное детектирование не требует дополнительного сиг­нала. При таком… Простые детекторы имеют ряд существенных недостатков, ко­торые заставляют усложнять схему детекторных устройств. Для…

ДВУХПОЛУПЕРИОДНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ

Измерительный детектор. Детектор (рис. 8.1, а) измеряет дей­ствующее значение переменного сигнала с частотами более 500 кГц. Малое падение…

Рис. 8.1

 

Детектор с большим динамическим диапазоном. Детектор (рис. 8.2) осуществляет преобразование входных сигналов с амп­литудами от единиц милливольт до 5 В. Кроме детектирования схема осу­ществляет усиление преобразованного сигнала. Регулировка усиления выпол­няется с помощью резистора R2. Коэф­фициент усиления может меняться от единицы до нескольких тысяч.

При действии на входе сигнала положительной полярности на выходе ОУ DA2 формируется сигнал также по­ложительной полярности, причем диод VD4 будет закрыт, а диод VD3 откры­вается и к выходу подключается рези­стор R2. С этого резистора на инверти­рующий вход ОУ DA2 подается сигнал ООС. Отрицательная полярность вход­ного сигнала проходит через усилитель DA2 и открывает диод VD4. По сигна­лу отрицательной полярности ОУ работает в режиме повторителя сигнала. Через резистор R2 отрица­тельный сигнал поступает на вход ОУ DA1. На его выходе фор­мируется сигнал положительной полярности, который проходит через диод VD2 на выход схемы. Коэффициент передачи для этой полуволны входного сигнала также устанавливаемся резистором R2. В детекторе можно применить различные типы интегральных микросхем.

Чувствительный детектор. Детектор (рис. 8.3, а) имеет ччвст-вительность 0,2 мВ. При этом сигнале постоянная составляющая на входе равна 3 мВ. Передаточная функция детектора показана на графике рис. 8.3,6. Коэффициент усиления детектора меняется с амплитудой входного сигнала. Для сигнала более 10 мВ коэффици­ент усиления превышает 10³. Эти характеристики детектора получа­ются за счет того, что транзистор VT2, который детектирует сиг­нал, находится под плавающим пороювым напряжением. При от­сутствии сигнала постоянное напряжение коллектор — база транзи­стора VT1 соответствует напряжению, которое открывает VT2, и равно примерно 0,6 В. Входной сигнал, усиленный транзистором VT1, управляет работой второго транзистора. Положительная по­луволна входного сигнала закрывает транзистор VT2, а отрица­тельная полуволна открывает. Выходной сигнал транзистора VT2 поступает в базу следующего транзистора, который уменьшает вы­ходное сопротивление детектора и увеличивает его чувствитель­ность. Для создания смещения на транзисторе VT3 служит рези­стор R4. С помощью резистора R6 компе нрчется коллекторный ток транзистора VT3 при отсутствии входного сигнала. На графике рис. 8.3, б приведена зависимость постоянного выходного напряже­ния от напряжения на входе.

 

Рис. 8.2

 

Детектор на ОУ.Детектор на ОУ (рис. 8.4. а) обеспечивает эквивалентное уменьшение прямого паления напряжения на выпря­мительных диодах до 1000 раз. За счет этого достигается точное соответствие между амплитудой входного переменного напряжения и выходным постоянным напряжением. Эта схем? обеспечивает де­тектирование сигналов с амплитудой в несколько милливольт Однако при малых уровнях входного сигнала точность схемы ухуд­шается, что связано с влиянием ограниченного усиления, наличием смещения и его температурного дрейфа и т. п. на выходные харак­теристики де1сктора. Kpove того, сказывается разброс прямою падения напряжения на диодах. В некоторой степени влияние этих причин можно уменьшить, если применить сднополупернодное вы­прямление (рис. 8.4,6). Постоянный уровень на выходе интеграль­ной микросхемы можно скомпенсировать подстройкой сопротивле­ния резистора R2 или балансировкой ОУ (см. гл. 1). Детекторы работают на частотах не выше 10 кГц.

Рис. 8.3

Рис. 8.4

 

Детектор с ограниченной полосой частот. Схема детектора (рис. 8.5) обеспечивает детектирование сигналов с малой амплиту­дой в частотном диапазоне от 3 до 15 кГц. По постоянному току ОУ имеет коэффициент усиления, равный 2, а по переменному сигналу — 100. Полоса пропускания ОУ ограничена емкостью кон­денсаторов С1 и С2, что способствует уменьшению шумового сиг­нала на выходе. Кроме того, из-за малого усиления по постоянному току снижены температурные и временные дрейфы ОУ.

Двухполупериодный детектор. Детектирование осуществляется детектором на ОУ DAJ, который разделяет положительные и отри­цательные полуволны входного сигнала (рис. 8.6). Поскольку со­противления открытых диодов разные, то необходим подбор рези­стора R3, которым добиваются равенства сигналов на входах уси­лителя DA2. Второй усилитель объединяет полуволны входного сиг­нала и усиливает их в 10 раз. На выходе схемы присутствует сигнал положительной полярности. Схема осуществляет детектиро­вание сигналов от 10 мВ при 1 В на выходе. Чувствительность де­тектора можно повысить, если увеличить коэффициент усиления обоих усилителей, однако при этом уменьшается верхняя граничная частота детектора. Частотный диапазон детектора определяется ча­стотными свойствами используемых ОУ. Интегральные микросхемы К140УД1 позволяют получить граничную частоту свыше 1 МГц, а микросхема К153УД1 — 100 кГц.

Рис. 8.5 Рис. 8.6

 

 

ДЕТЕКТОРЫ ВЧ СИГНАЛОВ

Линейный детектор. В основу детектора (рис. 8.7, а) поло­жена микросхема К122УД1. Нагрузкой этой микросхемы являются два транзистора, которые… Детектор с АРУ. Схема (рис. 8.8, а), построенная на интеграль­ной микросхеме…

Рис. 8.7

Рис. 8.8

 

ДЕТЕКТОРЫ С ОУ

Детектор с удвоителем. Для детектирования AM сигнала в схеме (рис. 8.9, а) применен удвоитель напряжения на диодах Ког­да на входе отрицательная… Детектор с ОС по постоянному току. В схеме детектора (рис. 8.10, а) применена… Выходной сигнал детектора зависит от отношения сопротив­лений резисторов R1 и R2. Для каждого значения этого отношения…

Рис. 8.9

Рис. 8.10 Рис. 811

 

Детектор с интегратором. Схема преобразования переменного напряжения в постоянное состоит из двух ОУ (рис. 8.11): первый выполняет функции детектора, а второй — интегратора. На­пряжение, получаемое в точке соединения VDI и R4, содер­жит положительные полувол­ны входного сигнала. Этот сигнал суммируется с проти­вофазным входным сигналом. На входе ОУ DA2 будет сиг­нал положительной полярно­сти с амплитудой, равной 1/3 от амплитуды сигнала, дейст­вующего на входе. Аналогич­ная амплитуда будет форми­роваться от положительной полярности входного сигнала. В результате на выходе ОУ DA2 по­лучается постоянное напряжение, пропорциональное входному пе­ременному напряжению. Линейчость преобразования достигается выбором сопротивлений резисторов из условия R1 = 2R3, Rl = R7. В настроенной схеме динамический диапазон преобразования вход­ного сигнала находится в пределах от 10 мВ до 1,5 В с погрешно­стью не более 1,5%; частота входного сигнала в пределах от 0 до 100 кГц.

Рис 8.12 Рис. 8.13

Пиковый детектор на ОУ с запоминанием. Входной сигнал де­тектора (рис. 8.12) через ОУ DA1 заряжает конденсатор С. Посто­янное напряжение на конденсаторе через ООС подается на второй вход ОУ DAL Эта связь действует через ОУ DA2. На конденсато­ре устанавливается максимальное значение входного сигнала. Это напряжение может продолжительное время оставаться на конденса­торе. С приходом положительного импульса по цепи управления происходит разряд кэнденсатора. После этого конденсатор может вновь запомнить максимальное значение выпрямленного напряжения входного сигнала.

Пик-детектор с ООС. Входной сигнал схемы (рис. 8.13) посту­пает на ОУ DA1, который усиливает его в 10 раз. Выходной сигнал ОУ DAJ через транзистор VT1 заряжает накопительный конденса­тор С. По мере увеличения напряжения на конденсаторе увеличи­вается напряжение ОС на инвертирующем входе интегральной мик­росхемы DA2. В результате напряжение ОС будет равно амплитуде сигнала на выходе микросхемы DA1. Это напряжение может сохра­няться продолжительное время. Для сброса напряжения конденса­тора необходимо открыть полевой транзистор при нулевом входном сигнале.

 

ДЕТЕКТОРЫ С НЕЛИНЕЙНЫМИ ПЕРЕДАТОЧНЫМИ ХАРАКТЕРИСТИКАМИ

Пиковый детектор на транзисторах. При отсутствии на входе AM сигнала транзисторы VT1 и VT2 (рис. 8.14) закрыты. Напряжение на конденсаторах CI и С2…

Рис. 8.14 Рис. 8.15

Рис. 8.16

 

Частотно-зависимый амплитудный детектор. Выходной сигнал детектора (рис. 8.15, а) снимается с диагонали моста, который включен в цепь ООС ОУ. Коэффициент передачи детектора зависит от элементов ООС R3, R2 и С, а также от сопротивления компен­сирующего резистора R1. Коэффициент передачи определяется вы­ражением

На рис. 8.15,6 приведена зависимость выходного напряжения от частоты.

Квадратичный детектор с аппроксимацией.Детектор (рис. 8.16) состоит из двух симметричных устройств. На вход ОУ DA1 прихо­дит отрицательная полярность входного сигнала, а на вход ОУ DA2 — положительная. Когда входной сигнал отрицательной поляр­ности имеет уровень меньше 1 В, коэффициент усиления микросхемы определяется отношением R₆/R₁ и равен единице. Как только вход­ной сигнал превысит уровень 1 В открывается транзистор VT1 и коэффициент усиления усилителя меняется. На выходе интеграль­ной микросхемы DA1 сигнал удваивается. При дальнейшем увели­чении входного сигнала будут последовательно открываться осталь­ные транзисторы. Таким образом, квадратичная зависимость выход­ного сигнала будет аппроксимирована линейными участками. Воз-рая половина схемы для положительной полярности входного сиг­нала работает аналогичным образом. Верхняя граничная частота входного сигнала определяется граничной частотой работы ОУ.

ЧАСТОТНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ

Детектор на дифференцирующем каскаде. В основу ча­стотного детектора (рис. 8.17, а) положен каскад усилителя с не­равномерной частотной…

Рис. 8.17

Рис 8.18

Детектор с фазовым звеном. Частотный детектор (рис 8 18) построен по принципу синхронного детектирования Входной сиг­нал через транзистор VT1 проходит на базы транзисторов VT2 и VT3 Транзистор VT2 совместно с элементами С! и R6 образуют фазосдвнгающин каскад Цепочка R6 и С1 имеет частоту среза 1 кГц На этой частоте выходной сигнал транзистора VT2 сдвинут на 90° относительно входного сигнала В каскаде на транзисторе VT3 входной сигнал усиливается и ограничивается Этот сигнал управляет работой полевого транзистора VT4, который работает в ключевом режиме и управляет цепью, через которую проходит сдвинутый по фазе входной сигнал Интегратор на элементах R11 и С4 выделяет постоянную составляющую Зависимость постоянной составляющей от частоты входного сигнала, имеющего амплитуду 2 В, приведена на рис 8 18

Активные частотные детекторы. Четыре схемы частотных де­текторов (рис 8 19) построены по одному принципу Частотно-за­висимым элементом в схемах является RC цепочка Сигнал на ре­зисторе R2 в схеме рис 819, с сдвинут относительно входного сигнала на определенный фазовый угол Фазовый сдвиг зависит от частоты входного сигнала Сигнал на базе управляет транзистором VT, выходной ток которого заряжает конденсатор С2 Значение тока определяется сопротивлением резистора R1 Функции интегри­рования выходного сигнала выполняют элементы RI, C2 Кроме того, резистор R1 является элементом фазосдвигающей цепочки

В схеме рис 819,6 фазосдвигающая цепочка построена на эле­ментах R1, С1, а интегрирующая цепочка — на R2, С2. Частотные характеристики обоих детекторов имеют в области низких частот неравномерный участок, который ограничивает рабочий диапазон устройства Чтобы уменьшить этот участок, в следующих схемах включен дополнительный транзистор На рис 819, в детектор имеет частотную характеристику, неравномерный участок которой пере­мещен к частотам менее 2 кГц Введение дополнительного транзи­стора в схеме с ОБ позволило создать детектор (рис 819, г), ча­стотная характеристика которого является линейной и имеет большую крутизну, чем все предыдущие Амплитуда входного сиг­нала равна 3 В Все схемы проиллюстрированы частотными зави­симостями выходного напряжения

Детектор с фазовым мостом. В основе частотного детектора (рис 8 20, а) лежат две схемы мостового фазовращателя и балансного фазового детектора Фазовращатель собран на Rl, R2 и С1.С2, а фазовый детектор состоит из следующих элементов VD1, VD2, R3, R4, СЗ, С4 Выходное напряжение фазовращателя используется ках коммутирующее напряжение для детектора При изменении ча­стоты входного сигнала от 0 до оо сдвиг фазы выходного сигнала на выходе фазовращателя будет меняться от 0 до 180° Для частоты w=1/RС = 2,1 МГц сдвиг фазы будет равен 90°. Для этого сдвига фазы на выходе детектора будет нулевое напряжение. При других значениях фазового сдвига напряжение на выходе детектора является положительным или отрицательным. Коэффициент передачи детектора в зависимости от частоты сигнала определяется выраже­нием U_BЫХ/U_{вых max}=(w₀² — w²)/(w₀² +w²). На рис. 8.20, б приведена характеристика детектора.

Рис 8.19

 

Рис. 8.20

 

Рис. 8.21

 

Частотный детектор на интегральной микросхеме К224ДС2. Принципиальная схема микросхемы приведена на рис. 8.21, а. Сим­метричный детектор отношений (рис. 8.21,6) предназначен для ра­боты с частотой от 6 до 20 МГц. Для симметрирования плеч детек­тора между выводами 3, 5 включен резистор R.

 

ФАЗОВЫЕ ДЕТЕКТОРЫ

Детектор на дифференциальном усилителе. Детектор (рис. 8.22) построен на дифференциальном усилителе, входящем в микросхему, к выходу которого…

Рис. 8.22

 

Детектор на ограничителях. Фазовый детектор (рис 823 а) со­стоит из двух усилительных каскадов, работающих в режиме насы­щения. На первый вход подается исследуемый сигнал а на вто­рой — сигнал с опорной частотой. В коллекторах транзисторов появ­ляется сигнал прямоугольной формы. Когда в коллекторах транзи­сторов VT1 и VT2 сигнал положительной полярности а в коллек­торах VT3 и VT4 — отрицательной, то на входе диода будет нуле­вой сигнал. Это случай совпадения сигналов по фазе При сдвиге сигналов на 2л в коллекторах транзисторов будут совпадать по времени положительные и отрицательные импульсы. На входе диода будет сигнал той же полярности, что и в коллекторах транзисто­ров. Отрицательный полупериод сигнала пройдет через диод и на выходе фильтра выделится постоянная составляющая Длитель­ность импульсов положительной и отрицательной полярностей бу­дет пропорциональна фазовому сдвигу между сигналами В прин­ципе можно образовать выходной сигнал и от положительных им­пульсов. На рис. 8.23, б приведена характеристика детектора

 

Рис. 8.23

 

Детектор на интегральной микросхеме К122УД1. Детектор собран на дифференциальном усилителе интегральной микросхемы К122УД1 (рис. 8.24). Сигнал на Входе 1 (база одного из двух транзисторов дифференциальной пары микросхемы) формирует на двух выходах сигналы, сдвинутые по фазе на 180°. Сигнал, кото­рый подается на Вход 2 (база транзистора микросхемы), форми­рует сигналы, совпадающие по фазе. При фазовом сдвиге сигналов, равном 90°, на входах и выходах микросхемы образуются одина­ковые сигналы. После выпрямления на выходе детектора будет нуль. Для совпадающих по фазе входных сигналов на выходах дифферен­циального усилителя будет максимальный разбаланс по амплиту­де. В этом случае после детектирования формируется максимальное отрицательное напряжение. При сдвиге по фазе на 180° между входными сигналами на выходе схемы формируется максимальное положительное напряжение. Для других фазовых соотношений между входными сигналами на выходе будет устанавливаться промежуточное значение. Детектор работает при входных сигналах с амплитудой до 1 В на частотах от 1 кГц до 1 МГц.

Рис. 8.24

 

Фазовый детектор с амплитудными ограничителями. Фазовый детектор (рис. 8.25) состоит из двух детекторов AM сигнала, кото­рые построены на ОУ DA1 и DA2. Если на входах действуют сиг­налы U₁ — А (t)соs[wt+ф(t)] и U₂ = Acoswt, то на выходе детекто­ра после ОУ DA3, работающего в схеме дифференциального интегратора, будет сигнал, равный среднему значению выходных напря­жений ОУ DAI и DA2. Для A>A(t) U_вых = 2/п A(t) cos Ф(t). Де­тектор работает в широком диапазоне частот. Верхняя граничная частота определяется частотными свойствами ОУ Нижняя гранич­ная частота зависит от параметров интегратора. В детекторе можно применить любой ОУ. Детектор с ОС. Входной фазомодулированный сигнат подается на входы ОУ DA1 (рис. 8.26).

Рис. 8.25

Рис. 8.26

 

Выходной сигнал этого усилителя зависит от состояния полевого транзистора. Если транзистор за­крыт, то выходной сигнал равен нулю. При открытом состоянии транзистора входной сигнал проходит на выход DA1. Управление полевым транзистором осуществляется интегральной микросхемой DA3, выполняющей функции ограничителя. На вход этой схемы по­ступает сигнал с фазосдвигающего устройства, построенного на интегральной микросхеме DA2. Коэффициент передачи фазосдвига­ющего каскада равен К= l/(l+jwC₂R₈). Частота cpeзa цепочки может быть определена из равенства w₀ = R₈С₂=1. Для подстрой­ки фазы сигнала служит потенциометр R8. В результате входной сигнал с частотой w₀ будет создавать нулевой сигнал на выходе интегратора Я₄С,. При изменении входного сигнала по фазе на вы ходе интегратора образуется сигнал, который дополнительно усили­вается интегральной микросхемой DA4.

Фазовый детектор на переключателях. Фазовый детектор (рис. 8.27) состоит из двухполупернодного детектора усилителя и схемы управления. Детектор сигнала состоит из аналоговых ключей на полевых транзисторах VT1-VT3 и ОУ DA1. При открывали транзисторов VT1 и VT2 входной сигнал проходит через ОУ DA1 инвертируется. Коэффициент усиления усилителя равен единице При закрывании VT1 и VT2 открывается VT3. Через транзтотор VT3 входной сигнал проходит на вход ОУ DA2. Управление детек тором осуществляется входными сигналами с транзисторов VT5 и VT6.

Для балансировки ОУ DA2 при отсутствии входного сигнал служит потенциометр R15. В цепь ОС этого ОУ включен конденсатор, выполняющий функции интегратора. Его емкость определяется частотой входного сигнала. Схема управления собрана на транзи­сторах VT4 — VT6. Фазовый детектор может работать в диапазоне частот от 50 Гц до 20 кГц. Чувствительность схемы выше 120 мВ/град. Дрейф нуля меньше 60 мВ.

Рис. 8.27

 

ОДНОТАКТНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ

Транзисторный детектор. Детектор (на рис. 8.28, а) по­строен на одном транзисторе, который выполняет функции ключа. При отсутствии опорного сигнала…

Рис. 8.28

Рис. 8.29

 

Конденсаторный детектор. Синхронный детектор (рис. 8.29, а) построен по принципу интегрального накопления заряда на конден­саторе. Во время отрицательной полуволны опорного сигнала тран­зистор VT2 открыт. Входной сигнал заряжает конденсатор С1 через резистор R1. Во время положительного полупериода транзистор VT2 закроется, a VT1 откроется. Накопленный заряд на конденса­торе С2 будет приложен к интегрирующей цепочке R₃C₂. В резуль­тате на выходе будет выделена постоянная составляющая. Зави­симость выходного сигнала от фазового сдвига между входным и опорным сигналами показана на рис. 8.29,6. Если вместо резистора R3 поставить диод VD, то получим однополярную характеристику. Амплитуда входного сигнала 1 В, частота 50 кГц. Амплитуда опор­ного гармонического сигнала 2 В.

Детектор с электронным переключателем. В синхронном детек­торе (рис. 8.30, а) роль управляющего элемента выполняет полевой транзистор. В качестве интегратора применяется ОУ с конденсато­ром в цепи ОС. Когда транзистор открыт, на выходе появляется сигнал, соответствующий среднему значению входного сигнала. Амплитуда этого сигнала регулируется в широких пределах сопро­тивлениями резисторов R1 и R2. Емкость конденсатора также влияет на выходной сигнал. На рис. 8.30, б приведена зависимость коэф­фициента передачи детектора от частотного сдвига между выходным и опорным сигналами.

Рис. 8.30

Рис. 8.31

 

Детектор на интегральной микросхеме К122УД1. Детектор (рис. 8.31, а) собран на дифференциальном усилителе. Входной сиг­нал подается на базу усилительного транзистора, а опорный — на базу токозадающего транзистора. Выходной сигнал является ре­зультатом взаимодействия двух сигналов. Он зависит от амплитуды входного и опорного сигналов, а также от фазового сдвига между ними.

Эта схема может применяться для детектирования AM и ФМ сигналов. Амплитудно-модулированный сигнал требует стабилиза­ции фазы между сигналами, а ФМ сигнал — стабилизации амплитуд сигналов. Кроме того, детектор может применяться и для детекти­рования ЧМ сигналов. В этом случае необходимо изменить схему, связанную с транзистором VT. Изображенная схема предназначена для выявления амплитудных изменений входного сигнала. Она яв­ляется узкополосной. На рис. 8.31,6 — г проиллюстрированы зависи­мости выходного напряжения детектора от опорного и входного на­пряжений, а точнее, разности фаз между ними.

 

ДВУХТАКТНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ

Двухтактный детектор. В качестве управляющих элемен­тов в детекторе (рис. 8.32) используют два транзистора. Противо­фазные сигналы управления…

Рис. 8.32

 

Детектор на полевых транзисторах. Детектор (рис. 8.33) состоит из двух ключей и ОУ. В качестве ключей применены полевые тран­зисторы, позволяющие коммутировать сигналы низкого уровня. Минимальный входной сигнал равен 10 мВ, управляющий сигнал подается на затворы полевых транзисторов, сигнал положительной полярности на неинвертирующий вход ОУ, а отрицательная поляр­ность входного сигнала — на инвертирующий вход усилителя. В ре­зультате на выходе ОУ формируется сигнал положительной по­лярности. Регулировка коэффициента усиления осуществляется резистором R3. Входное сопротивление детектора более 40 кОм, а выходное менее 200 Ом. Граничная частота входного сигнала 20 кГц. Погрешность преобразования менее 0,5%.

Синхронные фильтр и детектор. В состав синхронного детекто­ра (рис. 8.34) входит синхронный фильтр, построенный на элемен­тах R1, С1, С2 и управляемый транзисторами микросхемы DA1.

Рис. 8.33 Рис. 8.34

 

Эти транзисторы поочередно открываются импульсным напряжением с амплитудой 2 В. Операционный усилитель детектирует сигналы фильтра, в результате чего на выходе появляется постоянная состав­ляющая. Коэффициент передачи схемы равен 20, температурный дрейф 0,1%/град. Постоянная времени приблизительно 1,5 с. Мак­симальная амплитуда входного сигнала ±0,5 В. Температурный дрейф нуля 20 — 50 мкВ/град.

Высокочастотный синхронный детектор.В синхронном детекто­ре (рис. 8.35) перемножающим элементом является микросхема DA1. Интегральная микросхема DA2 преобразует парафазный сиг­нал перемножителя в однофазный. При этом значительно ослабля­ются синфазные помехи, которые могут быть в цепях питания. На нулевой выходной потенциал схема настраивается с помощью по­тенциометра R12.

Синхронный детектор работает на частоте 30 МГц. Исследуе­мый сигнал с частотой модуляции 2 — 20 МГц и амплитудой 150 мкВ — 250 мВ подается на Вход 1. Опорный сигнал с ампли­тудой 0,1 В подается на Вход 2. Максимальная амплитуда выход­ного сигнала равна 0,3 В. Нелинейность частотной характеристики менее 3%, а нелинейность амплитудной характеристики 2%. Верх­няя граничная частота модуляции входного сигнала определяется полосой пропускания ОУ DA2. На выходе этого усилителя включе­ны два фильтра, которые ослабляют составляющие с частотами 30 и 60 МГц более чем на 60 дБ. Эти составляющие появляются в ре­зультате перемножения входного и опорного сигналов в интеграль­ной микросхеме DA1.

Для устранения возбуждения микросхемы DA2 необходимо включить между контактами 2 и 4 конденсатор емкостью 16 пФ и между контактами 2 и 12 — резистор сопротивлением 100 Ом и конденсатор емкостью 56 пФ.

Детектор на перемножителе. Основой синхронного детектора (рис. 8.36) является микросхема DA3. На Вход 2 детектора по­дается преобразуемый сигнал, а на Вход 1 — опорный сигнал. Для линеаризации рабочей характеристики детектора опорный сигнал, проходит на микросхему DA3 через логарифмический каскад. Этот каскад построен по дифференциальной схеме на DA2 с диодной нагрузкой в коллекторах (DA1). Такое включение позволяет создать режим работы микросхемы DA3 по постоянному току, обеспечивая хорошую температурную стабилизацию и высокий коэффициент по­давления опорного сигнала на выходе микросхемы DA3. Амплитуда опорного сигнала равна 0,5 В. Балансировка перемножителя по по­стоянному току осуществляется потенциометрами JR3 и R13. Когда опорный сигнал равен нулю, то с помощью резистора КЗ добивают­ся максимального подавления преобразуемого сигнала. С помощью резистора R13 добиваются максимального подавления опорного сигнала при нулевом сигнале на Входе 1. Выходной парафазный сигнал перемножителя подается на микросхему DA4, которая до­полнительно усиливает его в 10 раз, что позволяет существенно ослабить влияние синфазной помехи в цепи питания и уменьшить дрейф нуля.

Рис. 8.35

Рис. 8.36

 

Детектор работает в диапазоне частот от 20 Гц до 2 МГц. Неравномерность коэффициента передачи в этом диапазоне менее 3%. Амплитуда преобразуемого сигнала меняется от 0,2 мВ до 0,5 В при точности преобразования 1%. При увеличении амплитуды сигнала до 1 В точность преобразования снижается до 3%.

 

Глава 9

ГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ

Генераторы гармонических колебаний являются одними из наиболее важных и незаменимых элементов различных устройств. Генераторы используют при… Основное внимание в этой главе будет уделено простым схе­мам генераторов, к… Основными элементами генераторов являются активный эле­мент и фазосдвигающая цепь. В качестве активного элемента…

ОДНОКАСКАДНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ

Однокаскадный генератор. Генератор (рис 0 !) собран на одном транзисторе, в цег ОС которого включен дпойной Т-образ­ный мост Режим транзистора по…

Рис. 9.1 Рис. 9.2 Рис. 9.3

 

Генератор на полевом транзисторе. Генератор инфранизкой ча­стоты (рис. 9.3) имеет амплитуду выходного сигнала 12 В. Частота колебания равна 1 Гц. В генераторе применена ООС (резисторы R2 и R3), которая стабилизирует параметры выходного сигнала. Применение в мосте Вина резисторов больших сопротивлений зна­чительно сократило габариты конденсаторов и тем самым уменьши­ло отклонение частоты от расчетного значения.

Рис. 9.4

 

Генератор с отрицательным сопротивлением.Низкочастотный LC-генератор (рис. 9.4, а) собран на двух полевых транзисторах, ко­торые образуют устройство с отрицательным дифференциальным сопротивлением (рис. 94,6). Для установки рабочей точки яа базе транзистора VT1 меняется напряжение. С помощью этого напряже­ния меняется амплитуда выходного сигнала. Частота сигнала 1 кГц, амплитуда сигнала около 1 В.

Низкочастотный RC-генератор. Генератор (рис. 9.5) собран на четырехзвенной фазосдвигающей цепочке. Частоту выходного сиг­нала можно рассчитать по формуле

где R — в кило-омах, С — в микрофарадах. Коэффи­циент нелинейных искажений менее 1%. Для надежного возбуждения генератора необходимо применять транзисторы с коэффициентом пере­дачи тока более 50.

Рис. 9.5 Рис. 9.6

 

Генератор с автоматической ре­гулировкой амплитуды сигнала. Ге­нератор (рис. 9 6) собран на поле­вом транзисторе VT1 с двойным Т-образным мостом в цепи ОС. Для стабилизации амплитуды выходного сигнала в коллекторах транзисторов VT2 и VT3 колебания выпрямляют­ся детектором, собранным на элементах С6, С7, VD1, VD2. На выходе детектора формируется постоянное напряжение положи­тельной полярности. Когда колебания в генераторе отсутст­вуют, через резистор R11 протекает ток, открывающий транзистор VT4. В цепь истока полевого транзистора включен резистор R8. Сопротивление этого резистора устанавливает такой ток через тран­зистор VT1, при котором крутизна его максимальна. При генера­ции напряжение с детектора подзапирает VT4, уменьшая крутизну VT1 и тем самым стабилизируя амплитуду генератора. Частота ге­нерируемых колебаний 1 кГц. Для увеличения или уменьшения ча­стоты выходного сигнала необходимо пропорционально изменить номиналы элементов R1 — R3, С2 — С4. Меняя соотношение резисто­ров R10 и R11, можно менять амплитуду выходного сигнала.

 

МНОГОДИАПАЗОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ

Двухчастотный генератор. Устройство (рис. 9.7) состоит из двух генераторов. Первый генератор, собранный на транзисторе VT1, выдает сигнал с частотой… Перестраиваемый звуковой генератор. Частотный диапазон ге­нератора (рис. 98)…

Рис. 9.7 Рис. 9.8

Генератор на фазосдвигающих каскадах. В основу генератора (рис. 9 9) положен каскад с фазосдвигающей цепочкой. Транзистор VT1 совместно с конденсаторами С1 — С4 и резисторами R3 и R4 осуществляют сдвиг гармонического сигнала определенной частоты на 90^е. Второй фазосдвигающий каскад на VT3 производит допол­нительный сдвиг на 90°. На транзисторах VT2 и VT4 выполнены развязывающие эмиттерные повторители, а на VT5 — усилитель по схеме с ОЭ. В результате на коллекторе транзистора VT5 фаза сиг­нала сдвинута по отношению к фазе сигнала на базе VT1 на 360° и при соединении их через С9, R13, R14 образуется ПОС. В генераторе возникают гармонические колебания. Частоту Mm колеба­ний можно менять регулировкой конденсаторов или резисторов фа-зосдвигающих цепочек В данном случае грубое изменение частоты осуществляется переключением конденсаторов С1 — C8, а плавное - резисторами R4 и R9. С помощью резистора R14 добиваются устой­чивой амплитуды выходного сигнала В схеме можно применить интегральную микросхему К198НТЗ.

Рис. 9.9

Рис. 9.10

Рис 9.11

 

Генератор со стабильной амплитудой. Генератор гармонических сигналов, с частотами от 10 Гц до 100 кГц (рис. 9 10) обладает вы­сокой стабильностью амплитуды Стабилизация амплитуды сигнала осуществляется с помощью полевого транзистора, включенного в цепь ПОС Управление полевым транзистором производится посто­янным напряжением, которое формируется на конденсаторе С1 и усиливается ОУ DA2. Большой коэффициент передачи ОУ DA2 удерживает амплитуду гармонического сигнала с точностью до де­сятков милливольт в диапазоне от 1 до 9 В Регулировка амплиту­ды осуществляется потенциометром R9 Коэффициент гармоник вы­ходного сигнала менее 0,1%.

Мостовой генератор.Генератор (рис. 911) формирует гармони­ческие сигналы с частотами от 20 Гц до 200 кГц Частотно-задаю­щим элементом является RC-мост Изменение частоты производит­ся дискретно с помощью конденсаторов и плавно с помощью рези­сторов R3 и R4. Существуют четыре диапазона- 20 — 200 Гц; ,0,2 — 2 кГц; 2 — 20 кГц; 20 — 200 кГц. Терморезистор R11 осуществ­ляет автоматическую регулировку амплитуды колебаний и умень­шает нелинейные искажения. Выходное напряжение генератора со­ставляет 1 В при коэффициенте гармоник 0,5%. На частотах мень­ше 50 Гц и больше 50 кГц коэффициент гармоник увеличивается ао 1%.

 

 

ГЕНЕРАТОРЫ НА МИКРОСХЕМАХ

 

Генератор с управляемой частотой выходного сигнала.Генера­тор (рис. 9.12, а) построен на ОУ DA1, в цепь Обе которого вклю­чен мост Вина. Резистор R1 этого моста подключен ко входу вто­рого ОУ, который выполняет функции преобразователя ток — напряжение. Ток, протекающий через резистор R1, преобразуется в пропорциональное напряжение, которое меняет сигнал ООС. С по­мощью преобразователя на ОУ DA2 в генераторе осуществляется стабилизация сигнала по фазе. Наличие этого каскада позволяет менять частоту генератора при изме­нении сопротивления резистора R1 в широком диапазоне. Зависимости частоты от сопротивления R1 при­ведены на рис. 9.12, б, в. Изменение сопротивления R1 практически не приводит к появлению искажений в выходном сигнале. Для возбужде­ния генератора необходимо подби­рать сопротивление резистора R2. При этом с увеличением сопротивле­ния резистора R1 необходимо увели­чивать сопротивление резистора R2. Генератор гармонического сигнала. Указанные на схеме (рис. 9.13) номиналы элементов формируют на выходе гармониче­ский сигнал с частотой 1 кГц. Для устранения нелинейных искаже­ний выходного сигнала необходимо подбирать резистор R1. Ампли-туда выходного сигнала более 2 В.

Рис. 9.12 Рис. 9.13

Рис. 9.14

 

Генератор на двух фильтрах. Генератор (рис. 9.14, а) построен на двух фильтрах: ФНЧ — R5, С1 и ОУ DAI и ФВЧ — R6, С2 и ОУ DA2. В общей схеме эти фильтры формируют резонансную ха-оактеоистику с центральной частотой

при

K_y.u1 = R₂/R₁, K_у.u2=R₄/R₃ и K_y.u1 = K_y.u2=l.В схеме возникают колебания, если общий коэффициент усиления превышает единицу. При изменении коэффициента усиления ОУ DA1 меняется форма его частотной характеристики и изменяется частота выходного сиг­нала. В равной степени это относится и ко второму, ОУ. Частоту выходного сигнала генератора можно также менять с помощью регулировки любого элемента фильтров. Зависимость частоты вы­ходного сигнала от параметров схемы проиллюстрирована на гра­фиках рис. 9.14, б.

ГЕНЕРАТОРЫ МНОГОФАЗНЫХ СИГНАЛОВ

Трехфазный генератор. Генератор гармонического сигнала (рис. 9.15) построен на ОУ DA1. На выходе ОУ DA1 существует сигнал с амплитудой 3 В и… Генератор многофазных сигналов. Генератор (рис. 9.16) собран на двух ОУ,… Выходной сигнал с цепочки R4, С1 подается на последующие фазосдвигающие-цепочки R7, С2; R8, СЗ; R9, С4. Выходные…

Рис. 9.15 Рис. 9.16

 

Рис. 9.17

 

ГЕНЕРАТОРЫ С УПРАВЛЯЕМОЙ АМПЛИТУДОЙ СИГНАЛА

Управляемый генератор. Генератор низкой частоты (рис. §Л8) собран на транзисторе VT2. В нем отсутствуют колеба­ния» если транзистор VT1 закрыт.…

Рис. 9.18

 

Ждущий генератор.Гене­ратор, собранный на мосте Ви­на (рис. 919), формирует на выходе сигнал, если на входе присутствует импульс положительной полярности. Входной сигнал с амплитудой 5 В открывает транзистор VT1. Во время действия это­го сигнала оба транзистора находятся в линейном режиме В схеме возникают гармонические колебания, частота которых определяется выражением f=1/2 п(R₂С₂)^-2 при C₂=C₃ и R₂ = R₄ и может нахо­диться в пределах от 100 Гц до 100 кГц Амплитуда гармонических колебаний находится в прямой зависимости от амплитуды импульса входного сигнала. Если во время действия импульса амплитуда гармонического сигнала возрастает, то следует увеличить глубину ООС регулировкой резистора R7. По окончании действия управля­ющего импульса транзисторы закрываются и генерация срывается Генератор на фиксированную частоту. Генератор низкочастот­ных колебаний (рис. 9 20) в диапазоне от 1 Гц до 100 кГц построен на мосте Вина. Коэффициент гармоник может быть получен меньше 0,5%. Автоматическая регулировка усиления осуществляется термо­резистором $3 Частота выходного сигнала определяется емкостями конденсаторов С1 и, С2. f ~ 0,3 С, где f — в килогерцах, С — в пи-кофарадах.

Генератор с диодной стабилизацией амплитуды. Генератор низ­кочастотных колебаний (рис. 921) построен на ОУ с мостом Вина в цепи ПОС Для стабилизации режима работы генератора в схему включены два диода. Последовательно включенный резистор R6 уменьшает нелинейные искажения. Лучшим способом регулировки

Рис. 9.19

Рис. 9.20 Рис. 9.21

 

Частоты является замена двух конденсаторов. Амплитуда выходно­го сигнала не меняется от частоты. Ома постоянна с точностью 0,5 дБ в полосе с коэффициентом перекрытия 10⁵. Частота сигнала определяется по формуле f~0,05 С, где f — в килогерцах, С — в пи-кофарадах.

Регулировка амплитуды с помощью полевого транзистора. В цепь ПОС ОУ (рис. 922) включен мост Еина. Для стабилизации амплитуды выходного сигнала применяется полевой транзистор, ко­торый работает в качестве переменного сопротивления. При нулевом напряжении на затворе сопротивление транзистора близко к значе­нию 1/S, при S — крутизна характеристики транзистора. Коэффи­циент усиления усилителя будет определяться выражением K_yu = SR₂. При большом коэффициенте усиления в схеме возни­кают гармонические колебания Выходной сигнал ОУ детектируется с помощью цепочки VD, R5, R4, СЗ. Положительное напряжение детектора является закрывающим для полевого транзистора, а при закрывании сопротивление полевого транзистора увеличивается. В результате коэффициент усиления ОУ уменьшается и амплитуда генератора будет стабилизироваться на определенном уровне. Ча­стота сигнала определяется формулой f=l/2пR₁C₁. Схема позво­ляет получить сигналы с частотой от 1 Гц до 100 кГц.

 

Рис. 9.22 Рис. 9.23

Рис. 9.24

 

Стабилизация амплитуды сигнала с помощью светодиодов. Ко­эффициент усиления ОУ (рис. 923) устанавливается с помощью ре­зисторов R3 и R4 и равен 3,2. Такой коэффициент усиления необ­ходим для запуска генератора. Как только амплитуда гармониче­ского сигнала увеличится до 1,6 В, открываются диоды и возникает цепь дополнительной ООС. Коэффициент усиления падает, и ампли­туда гармонического колебания стабилизируется на определенном уровне. Искажения, вносимые схемой стабилизации, не превышают уровня 1%. Амплитуда выходного сигнала регулируется от 2 до 5В. Частота зависит от элементов моста Вина и может принимать зна­чения от единиц герц до сотен килогерц.

Генератор с двухзвенной фазосдвигающей цепью. В генераторе (рис. 9.24,а) стабилизация амплитуды выходного сигнала осуще­ствляется с помощью диодов. Кроме того, потенциометрами R2 и R7 можно регулировать стационарную амплитуду выходного сигнала и тем самым уменьшать нелинейные искажения, связанные с ограни­чением сигнала. Резистор R2 регулирует коэффициент усиления, а резистор R7 управляет коэффициентом усиления за счет изменения положения рабочей точки.

В генераторе можно менять частоту с изменением номиналов конденсаторов или резисторов. Зависимость частоты выходного сиг­нала от емкости конденсатора С2 показана на рис. 9.24,6.

МНОГОЗВЕННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ

Генератор с двойным мостом. Генератор (рис. 9.25) по­строен на двойном Т-образном мосте, включенном в цепь ООС. На частоте режекции моста возникают… Генератор с высокочастотной линией. Фазосдвигающая цепоч­ка генератора (рис.…

Рис. 9.25 Рис. 9 26

 

Генератор с низкочастотной линией. В основу генератора (рис 927, а) положена длинная- фазосдвигаюшая цепь Колебания в схеме возникают за счет большого коэффициента усиления ОУ На выходе ОУ формируется сигнал прямоугольной формы По мере продвижения сигнала по RC цепям форма его меняется Если на конденсаторе С1 он имеет форму, трапеции, в последующих цепях треугольную, то на оконечных — гармоническую форму Высшие спектральные составляющие прямоугольного сигнала отфильтровы ваются Степень ослабления этих гармонических составляющих за­висит от количества RC звеньев На выходе схемы присутствует гармонический сигнал, амплитуда которого практически не меняет­ся при изменении емкости конденсатора С1, определяющего частоту сигнала (см график рис 9 27, б)

Управляемый генератор на интегральной микросхеме К226УС4Б. Фазосдвигающая цепочка генератора (рис 9 28) состоит из конден­саторов С4 и С5 и сопротивлений полевых транзисторов VT1 и VT2 Частота генерации Определяется выражением w = (U₀ — U₃ )/R_TCU₀, где R_r — сопротивление полевого транзистора при напряжении на затворе, равном нулю, U₀ — напряжение отсечки полевого транзи­стора; U₃ — управляющее напряжение в затворе. Эта формула справедлива при условии, что характеристики полевых транзисто­ров близки друг другу. Для уменьшения нелинейных искажений ге­нерируемых колебаний применяется ОС, осуществляемая через рези­сторы R3 — R6, которая выравнивает зависимость сопротивления полевого транзистора от напряжения в затворе Кроме того в схе­му введена еще одна цепь ООС, влияющая на форму колебаний. Эта связь выполнена на терморезисторе R8.

Рис. 9.27

Рис. 9.28 Рис. 9.29

 

С помощью полевых транзисторов можно перестраивать часто­ту генератора почти в 100 раз. Однако на краях диапазона наблю­дается значительное искажение формы колебаний.

Двухтактный генератор. Генератор (рис. 9 29) собран по двух­тактной схеме В коллекторы транзисторов включен колебательный контур. При заданной индуктивности частота выходного сигнала может меняться дискретно подключением конденсаторов. Резистор R1 позволяет точно настраиваться на фиксированные частоты Об­ратная связь осуществляется через резисторы R2 и R3. Амплитуду выходного сигнала можно регулировать с помощью резистора R8 Для установки частоты генератора с помощью С1, С2 можно поль­зоваться данными, приведенными в табл. 9.1.

Таблица 9.1

f, Гц
С1, нФ				4,5	2,25	1,5
С2, нФ

 

Глава 10

ИМПУЛЬСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ

Широкое применение импульсных генераторов в дискрет­ной и аналоговой технике привело к разработке большого числа схем, выполняющих… В устройствах, где требования по стабильности частоты не иг­рают… Наряду со стабилизацией частоты выходного сигнала к генера­торам предъявляются требования минимального потребления…

ГЕНЕРАТОРЫ НА ТРАНЗИСТОРАХ

Генератор с независимой регулировкой периода и длитель­ности импульса. Длительность импульсов и интервал между ними в генераторе (рис. 10.1) могут… Рис. 10.1

Рис. 10.2

 

Генератор инфранизких частот. При включении питания (рис. 10.2) транзистор VT2 находится в открытом состояния. На его эмиттере существует напряжение, равное напряжению источника питания. Положительный перепад напряжения проходит через кон­денсатор С на затвор полевого транзистора VT3. Полевой транзл-стор закрыт. Начинается процесс заряда конденсатора через рези­стор R3. Через некоторое время напряжение на конденсаторе станет таким, что полевой транзистор начнет открываться. Это вызовет открывание транзистора УТ1, который, в свою очередь, закроет транзистор VT2. Конденсатор С начнет разряжаться через резистор R4 и открытые n-р переходы транзистора VTJ и полевого тран­зистора.

Время заряда емкости определяется выражением t₃=0,7 CR_S, а время разряда t_р=0,7 CRz. Эпюры напряжений в точках схемы показаны на рис. 10.2.

Для получения максимально возможного значения t, необходи­мо сопротивление резистора R3 выбирать большим. Поскольку ток затвора полевого транзистора меньше 10~⁸ А, то R3 может прини­мать значения десятков мегаом. Элементы с номиналами, указан­ными на схеме, позволяют получить период следования импульсов 1,4 с. Температурный дрейф составляет 0,6%/град.

Мостовой генератор. Генератор (рис. 10.3, с) имеет два выхода, где формируются сигналы различной полярности. В коллекторе транзистора VT1 формируется импульс отрицательной полярности, а в коллекторе транзистора VT2 — положительной. После вклю­чения питания оба транзистора находятся в закрытом со­стоянии. Начинается процесс заряда конденсаторов. Конденсатор С1 заряжается через резистор R1, а конденсатор С2 — через рези­стор R4. На базе транзистора VT1 увеличивается положительный потенциал. В то же время положительный потенциал базы транзи­стора VT2 уменьшается. Через время T₁ = 0,7 C₁R₁ потенциалы на базах транзисторов сравняются. С этого момента оба транзистора начинают проводить. С открыванием транзистора VT1 конденсатор С2 начнет разряжаться через базовую цепь транзистора VT2 В это же время конденсатор С1 будет разряжаться через базовую цепь транзистора VT1. Оба транзистора окажутся в режиме насы­щения. Напряжение на коллекторе транзистора VT1 изменится с 15 до 7,5 В, а на коллекторе транзистора VT2 — от 0 до 7,5 В В этом состоянии транзисторы будут находиться до тех пор, пока базовые токи способны обеспечить коллекторный ток 5 мА. По достижении этого граничного условия оба транзистора перейдут в активную область. Изменение напряжения в коллекторах транзисторов приве­дет к дальнейшему уменьшению коллекторного тока и в конечном счете к полному закрыванию. Начнется новый цикл работы генера­тора. Время разряда конденсаторов определяется длительностью импульса 2 мкс. Период следования импульсов равен 70 мкс На рис. 10.3,6 приведены эпюры напряжений в точках схемы.

Рис. 10.3 Рис. 10.4

Рис. 10.5

 

Последовательная схема генератора. При включении питания схемы (рис. 10.4) транзистор VT1 будет открыт напряжением дели­теля R1 и R2. Следом откроется транзистор VT2. Напряжение на его коллекторе равно напряжению питания. Начинается процесс за­ряда конденсатора. Основной цепью заряда будет резистор R4. Напряжение на конденсаторе увеличивается до 6 В. После этого следует закрывание транзистора VT1, а затем и транзистора VT2. Плюсовое напряжение на конденсаторе будет уменьшаться через резистор R6. Наступит момент, когда напряжение на конденсаторе сравняется с напряжением в базе транзистора VT1. С этого момен­та транзисторы VT1 и VT2 открываются. Начинается новый цикл работы генератора Длительность импульса определяется постоян­ной времени RiCi, а интервал между импульсами - постоянной вре­мени R₈Ci. При указанных на схеме номиналах импульсы выход­ного сигнала имеют период следования 2 кГц.

Высокочастотный генератор.Преобразователь постоянного на­пряжения в частоту (рис. 10.5, а) построен на одном транзисторе, который работает в лавинном режиме. В этом режиме транзистор имеет S-образную вольт-амперную характеристику. Входное напря­жение может меняться до 10 В с девиацией частоты выходного сиг­нала 40 — 50% от максимальной частоты 35 МГц. Крутизна преоб­разования 10 МГц/В.

В исходном состоянии, когда управляющее напряжение равно нулю, конденсатор разряжается через резистор R4. Как только напряжение на конденсаторе спадет до уровня включения транзисто­ра, конденсатор через открытый транзистор быстро заряжается. Затем процесс повторяется. Напряжение на конденсаторе имеет пи­лообразную форму. На выходе генератора формируются импульсы с амплитудой 5 В, длительностью десятки наносекунд и временем нарастания до 4 не. Пропорциональность изменения частоты выход­ного сигнала от управляющего напряжения достигается подбором сопротивления резистора R2. Для R2=Q,5 кОм нелинейность состав­ляет 0,8%, а для R2 = 2 кОм — 0,4%.

Применяемые в схеме транзисторы типа ГТ313А имеют малое напряжение пробоя эмиттерного перехода. Чтобы не произошло от­крывания эмиттерного перехода напряжением на конденсаторе, в цепь включен диод VD1. Для устранения пробоя эмиттерного пере­хода можно применить следящую ОС, осуществляемую при помощи транзистора VT2 (рис. 105,6). Кроме того, этот транзистор позво­ляет повысить нагрузочную способность схемы, если сигнал снимать с эмиттера, и обеспечивает более высокую стабильность частоты.

Рис. 10.6 Рис. 10.7

 

Формирователь сигнала с большой скважностью. После вклю­чения питания (рис. 10.6) конденсатор заряжается через резисторы R1 и R3. Транзистор VT2 закрыт напряжением с делителя R2 и R5. В закрытом состоянии находится также транзистор VT1. По мере заряда конденсатора напряжение в эмиттере увеличивается. Через некоторое время напряжение на конденсаторе превысит напряже­ние на базе. Транзистор VT2 откроется. Коллекторный ток этого транзистора откроет транзистор VT1. Конденсатор начнет разря­жаться через транзистор VT2, резистор R4 и переход база — эмит­тер транзистора VT1. Напряжение на конденсаторе падает практи­чески до нуля. Наступает момент, когда транзистор⁴ VT2 выходит из насыщения. Начинает закрываться транзистор VT1. Коллектор­ное напряжение его через делитель напряжения R2 и R5 еще больше закрывает транзистор VT2. Возникает лавинообразный процесс, и оба транзистора закрываются. Конденсатор вновь начинает заря-жаться.

Для указанных в схеме номиналов элементов период следования выходных импульсов равен приблизительно 2 с, а длительность им­пульса 2 мкс.

Низкочастотный генератор. Генератор (рис. 10.7) позволяет по­лучить на выходе сигналы с частотой повторения от нескольких миллисекунд до нескольких секунд. Это достигается непосредствен­ной связью между транзисторами разной проводимости. При вклю­чении питания транзистор VT2 открывается и его коллекторный ток открывает транзистор VT1. В цепи коллектора транзистора VT1 устанавливается напряжение, равное напряжению питания. Поло­жительный перепад напряжения пройдет в базу транзистора VT1 и еще больше откроет его. Конденсатор С будет заряжаться через базовую цепь транзистора VT1. Время заряда конденсатора опре­деляет длительность выходного импульса т_и = ЯбС. При R& равном нулю, следует учитывать входное сопротивление транзистора VT1, равное 100 — 200 Ом. После того как конденсатор зарядится, тран­зистор VT2 начинает выходить из насыщения. В этой связи умень­шится и ток коллектора транзистора VT1. Конденсатор начинает разряжаться. Цепь разряда состоит из резисторов R1 и R2. В базе транзистора VT2 формируется отрицательный импульс, который закроет его. Время разряда конденсатора определяет период следо­вания импульсов T = R1C. Для номиналов элементов, указанных на схеме, длительность импульса равна 5 мс, период следования им­пульсов 1 с.

Рис. 10.8

 

Генератор сигнала с управляемым периодом. Генератор (рис. 108, а) собран на двух транзисторах разного типа проводи­мости. При включении питания оба транзистора находятся в закры­том состоянии. Конденсатор С1 заряжается через резисторы R2 и R3. Напряжение в эмиттере VT1 будет уменьшаться во времени. Как только оно сравняется с управляющим напряжением, транзистор VT1 откроется. В открытое состояние переходит и транзистор VT2 Про­исходит разряд конденсатора через оба транзистора. Открытое со­стояние транзисторов определяет длительность импульса, равную 1 мкс. После разряда конденсатора начинается новый цикл работы генератора. Зависимость периода следования импульсов от управ­ляющего напряжения пбказана на рис. 108,6

Мостовая управляемая схема генератора. Генератор (рис. 10 9, а) построен на составных транзисторах. Частота импульсов выходного сигнала меняется с помощью напряжения на базе транзистора VT1. С увеличением управляющего напряжения амплитуда импуль­сов уменьшается U_Вых=10 В — U_ynp. Длительность импульса (2 мкс) остается без изменения. Период следования импульсов оп­ределяется цепочкой С2, R3 и напряжением в базе транзистора VT1. При включении питания конденсатор С2 заряжается через рези­стор R3. В первый момент напряжение на базе транзистора VT2 будет практически равно 10 В. По мере заряда конденсатора это напряжение уменьшается. Когда оно сравняется с напряжением на базе транзистора VT1, произойдет открывание обоих транзисторов.

Рис. 10.9

Рис. 10.10

 

Конденсатор начнет разряжаться через открытые транзисторы. Пос­ле разряда конденсатора наступит новый цикл работы. Генератор работает в широком диапазоне частот. С увеличением емкости кон­денсатора частота импульсов уменьшается, а длительность увели­чивается незначительно. Зависимость периода повторения от управ­ляющего напряжения показана на рис. 10.9,6.

Генератор с динамической ОС. Выходной сигнал генератора (рис. 10.10) формируется в тот момент, когда оба транзистора от­крываются. Положительный перепад напряжения в коллекторе тран­зистора VT2 передается на базу транзистора VTL Коллекторный Ток этого транзистора еще больше открывает транзистор VT2. В от­крытом состоянии транзисторы находятся до тех пор, пока конден­сатор разряжается через параллельно соединенные резисторы R4 и R5. При закрывании транзистора VT2 отрицательный перепад на­пряжения на коллекторе закрывает транзистор VTL Конденсатор заряжается через резистор R5. На выходе формируется сигнал, у которого длительность импульса в два раза короче интервала между импульсами. Длительность интервала определяется т«ЗС|R₅.

Мостовая схема с пороговым транзистором. Генератор (рис. 10.11, а) собран на мостовом времязадающем элементе, со­стоящем из цепочек R2, С2 и JR3, С1. В диагональ моста включен транзистор VTL При включении питания в т. 3 будет положитель­ный перепад напряжения, который откроет транзистор VT2. По мере заряда конденсатора С1 напряжение в т. 3 уменьшается. Постепен­но нарастает напряжение в т. L Когда напряжение в т. 1 будет больше напряжения в т. 3, транзистор VT2 включится в нормаль­ный режим Увеличение напряжения в т. 2 заставит транзистор VT2 открыться. До этого момента на эмиттере транзистора было большое положительное напряжение. С открыванием транзистора VT2 перей­дет в проводящее состояние и транзистор VTL Начинается новый цикл работы генератора. На рис. 10.11,6 приведены эпюры напря­жений в точках схемы и зависимость периода повторения от управ­ляющего напряжения.

 

 

Рис. 10.11

Рис. 10.12

 

Генератор с ограниченной ОС. В генераторе (рис. 10 12, а) оба транзистора находятся в открытом состоянии. Конденсатор включен в цепь ПОС В результате изменения напряжения на коллекторе VT2 транзистор VT1 открывается. Затем следует открывание транзисто­ра VT2, который входит в насыщение. Конденсатор С1 заряжается через резистор R1. Через некоторое время базовый ток транзистора VT1 уменьшится настолько, что транзистор VT2 выйдет из насы­щения. Положительный перепад в коллекторе транзистора VT2 будет закрывать транзистор VT1. Это приведет к закрыванию обо­их транзисторов. ,Они будут закрыты до тех пор, пока конденсатор не разрядится через резисторы R1 — R3. Влияние сопротивления ре­зистора R3 на длительность импульсного сигнала показано на рис. 10.12,6. Если вместо резистора R1 включить диод, то генера­тор будет формировать импульсы длительностью 2 мкс и периодом следования 800 мкс.

Генератор с эмиттерной связью. В момент включения питания (рис. 10.13) транзистор VT2 открыт. В его эмиттере появляется на­пряжение, равное напряжению питания. Положительный перепад на­пряжения действует на эмиттер транзистора VT1. Это напряжение закрывает транзистор VT1. Конденсатор С заряжается через рези­стор R2. В тот момент, когда напряжение в эмиттере будет близко к нулю, транзистор VT1 открывается. Открывание транзистора VT1 изменит напряжение на эмиттере транзистора VT2, что вызовет реге­неративный процесс, приводящий к закрыванию транзистора VT2. С этого момента конденсатор С разряжается через резистор КЗ и открытый транзистор VT1. Потенциал эмиттера тра-нзистора VT1 за все время разряда конденсатора остается почти постоянным и близким к нулю. Транзистор VT2 начнет открываться в тот момент, когда напряжение на конденсаторе будет близко к нулю. В пбсле-дующий момент ток через резистор R3 откроет транзистор VT2 и произойдет переключение транзисторов. Наступит новый цикл работы.

Рис. 10.13 Рис. 10.14

 

Длительность импульса выходного сигнала определяется выра­жением т_и=0,7С7?з, а время восстановления равно т_в=0,7СЯ₂- Для тех⁴номиналов элементов, которые указаны на схеме, длительность импульса выходного сигнала равна 75 мкс, а период следования 850 мкс. При увеличении сопротивления резистора R2 до 160 кОм период повторения увеличивается до 7,6 мс.

Генератор с двойным мостом. Генератор (рис. 10.14, а) постро­ен на транзисторах разных типов проводимости. Когда один тран­зистор открывается, то перепад напряжения в его коллекторе от­крывает, другой транзистор. Транзисторы либо оба проводят, либо оба закрыты.

При возникновении колебаний конденсаторы заряжаются через открытые транзисторы, а разряжаются через резисторы R2 и R3. Согласование постоянных времени Cl, R2 и С2, R3 стабилизирует период следования импульсных сигналов, длительность которых может быть меньше 1 мкс. Частота следования импульсов опреде­ляется выражением f=1,2/R₂C₂=1,2/R₃C₂. На рис. 10.14,6 приве­дены эпюры напряжений в точках схемы и зависимости периода повторения от R₃.

Управляемый генератор с зарядным конденсатором. При вклю­чении питания (рис. 10.15, а) управляющее напряжение открывает транзисторы VT1 и VT2. Вт.1 будет напряжение 10 В. До этого напряжения конденсатор С1 заряжается через транзистор VTL По мере заряда конденсатора уменьшается коллекторный ток транзи­стора VT1, который поддерживает напряжение 10 В в т. 1. Насту­пит момент, когда напряжение в этой точке уменьшится, что послу­жит причиной закрывания обоих транзисторов. Начнется процесс разряда конденсатора через резисторы R2, R3 и диод VD1. Когда напряжение на коллекторе будет равно управляющему, транзисторы VT1 и VT2 вновь откроются. Время заряда» конденсатора опреде­ляет длительность импульса 10 мкс. На рис. 10.15,6 приведены эпю­ры напряжений в схеме и зависимости длительности периода следования импульсов Т от управляющего напряжения и сопротив­ления резистора R2.

Рис. 10.15

 

Мостовая схема генератора с усилителем. В генераторе (рис. 10.16, а) времязадающая цепочка состоит из элементов Cl, R2, а пороговым элементом является транзистор VT1, сигнал которого управляет транзистором VT2, осуществляющим сброс заряда инте­грирующего конденсатора. При включении питания в эмиттере тран­зистора VT1 возникает положительное напряжение, которое по мере заряда конденсатора уменьшается. Как только оно сравняется с управляющим напряжением, открывается транзистор VT1. Происхо­дит процесс разряда конденсатора через транзисторы VT1 и VT2. Частота следования импульсов пропорциональна управляющему на­пряжению. На рис. 10.16,6 показана зависимость частоты повторе­ния и периода от управляющего напряжения.

Генератор с двойной ОС. Генератор (рис. 10.17) позволяет по­лучить импульсный сигнал большой скважности. Для тех номиналов элементов, которые указаны на схеме, длительность импульса равна 50 мкс, а скважность можно менять от 2 до 2500. Такая большая регулировка скважности возможна благодаря подключению базовых резисторов R1 и R6 к коллектору транзистора VT3.

Рис. 10.16 Рис. 10.17

 

В момент включения схемы тран­зисторы VT1 и VT2 закрыты. Кон­денсатор С1 начинает заряжаться. Напряжение на базе транзистора VT1 увеличивается. Этот транзистор открывается. Своим коллекторным током он открывает транзистор VT2. Положительный перепад напряжения в коллекторе транзистора VT2 еще больше открывает транзистор VTI. Развивается лавинооб­разный процесс. В результате в открытом состоянии находятся все транзисторы. Коллекторное напряжение 9 В транзистора VT3 за­крывает диод и отключает базовые резисторы Rl, R6. Спустя не­которое время конденсатор полностью зарядится и транзистор VT1 закроется. Следом за ним закроются VT2 и VT3. Начнется процесс разряда конденсатора через резисторы R1. и R6. Период следования импульсов определяется постоянной времени т= = Ci[Ri-r-Re]- В коллекторе транзистора VT3 формируются им­пульсы отрицательной полярности, а в коллекторе VT2 — положи­тельной.

Генератор на составном транзисторе. Генератор (рис. 10.18, о) построен на интегрирующей цепочке Rl, C1 и двух транзисторах. Напряжение на конденсаторе нарастает по экспоненциальному за­кону. Когда напряжение на конденсаторе достигает значения уп­равляющего, открывается составной каскад, выполняющий функции тиристора. Конденсатор разряжается через открытые транзисторы и резисторы R2 и R4. Время его разряда определяет длительности импульса, равную 15 икс. После окончания разряда конденсатора транзисторы закрываются. Начинается новый цикл работы генера­тора. Зависимость периода следования импульсов от управляющего напряжения показана на рис. 10.18, 6.

Генератор с интегратором тока. В основу генератора (рис. 10.19, а) положен принцип заряда конденсатора С постоянным током, протекающим через транзистор VT1, Конденсатор заряжает­ся по линейному закону. Когда напряжение на нем станет равным управляющему, открываются транзисторы VT2 и VT3. Происходит процесс разряда конденсатора за время действия импульса 15 мкс.

Амплитуда импульса равна амплитуде управляющего напряжения Период следования импульсов меняется по линейному закону в за­висимости от управляющего напряжения (рис 10 19,6)

 

Рис. 10.18

Рис. 10.19

 

Генератор с выключающим транзистором.В первоначальном состоянии все транзисторы (рис. 10.20) закрыты. Конденсатор С1 заряжается через резистор R2. Когда напряжение на конденсаторе становится равным напряжению, получаемому с делителя R5 R6 (приблизительно 7 В), транзисторы VT1 и VT2 открываются Раз­ряд конденсатора происходит через транзисторы VT1 и VT2 и базо­вую цепь VT3. Транзистор VT3 открывается. Время разряда кон­денсатора равно T_p = C₁R₄. Затем транзисторы VT1 и V77 закрыва­ются и начинается новый цикл заряда конденсатора, который длится

т₃=0,3C₁R₂.

Генератор с квадратичным законом изменения напряжения на конденсаторе. В генераторе (рис. 10.21, а) времязадающим устрой­ством являются транзисторы VT1 и VT2 и конденсатор С1 Тран­зистор VT1 работает в качестве генератора тока. Зарядный ток определяется напряжением на базе этого транзистора Это напря­жение меняется в зависимости от потенциала на конденсаторе За счет этого в т. 2 напряжение изменяется по параболическому зако­ну. Быстрый рост напряжения на конденсаторе уменьшает время открывания составного каскада VT3. VT4 .для разряда конденсатоpa. Это свойство увеличивает стабильность периода следования импульсов. На рис 1021,6 представлена зависимость периода Т от управляющего напряжения

Рис. 10.20

Рис. 10.21

ГЕНЕРАТОРЫ НА МИКРОСХЕМАХ

 

Низкочастотный генератор.Генератор нмпульсса (рис. 1022) работает на частоте 2,8 Гц Нестабильность частоты равна 0,02% при температурном коэффициенте 0,007%/град. Изме­нение частоты импульсов в основном определяется температурной нестабильностью элементов времязадающей цепи. Выходной импульс имеет амплитуду 20 В и фронт 15 не Скважность равна 10³ — lO⁵. В исходном состоянии конденсатор С1 заряжен до напряжения, близкого к питающему. Начинается процесс разряда конденсатора через резисторы R2 и R11.

Рис. 10.22

Рис. 10.23

 

Токами утечки диодов КД503Б (0,03 мкА) можно пренебречь Напряжение, до которого разряжается конден­сатор, будет определяться в основном делителем R5 и R6. Как только напряжение на конденсаторе достигнет значения R_вU_п/(R₅+R₆), открывается транзистор VT2. Транзистор VT3 за­крывается. Через конденсатор СЗ будет действовать ПОС, которая ускоряет процесс разряда конденсатора С1. После того как закрыл­ся транзистор VT3, начинается процесс разряда конденсатора С2 Наступает момент, когда VT3 вновь открывается. Положительный перепад напряжения в коллекторе транзистора VT3 откроет тран­зистор VT4 который в свою очередь открывает транзистор VT1 и диод VDL Включается вторая цепь ПОС. Конденсатор С1 заря­жается до напряжения U_п. Во время заряда С1 формируется дли­тельность импульса. По мере уменьшения зарядного тока транзи­стора VT4 выходит из насыщения и VT1 закрывается. Период сле-дования выходных импульсов определяется выражением

T =R₂C_lln(R₅+R₆)/R6.

Генератор на интегральной микросхеме К137ЛБ2. У генератора (рис. 1023) при изменении напряжения питания на 1 В относитель­ное изменение частоты составляет 0,003. Если вместо LC-элементов поставить кварц, то относительное изменение частоты составит 5*10^-6.

Транзисторы VT2 — VT4 интегральной микросхемы образуют дифференциальный усилитель. Выходной сигнал, снимаемый с эмит-терного повторителя VT1, подается через резисторы R1 и R2 на базу транзистора VT3 (ПОС) и на базу транзистора VT2 (ООС) Если в базовую цепь не включен контур, то сигналы ОС взаимно компенсируются и генерация отсутствует. Когда включен контур сигнал ООС ослабляется на частоте последовательного резонанса в делителе, состоящем из R1 и низкоомного полного сопротивления LC-цепочки. Поскольку преобладает ПОС, в схеме возникают коле­бания, частота которых может быть определена по табл 10.1.

 

Таблица 10.1

f, кГц
L, мкГ			2,2	-0,47
С, пФ

Рис. 10.24 Рис. 10.25

 

Мультивибратор на дифференциальном усилителе. Генератор (рис. 10.24) может выдавать сигналы с частотой от 1 Гц до 1,5 МГц с нестабильностью примерно 10~³. Он представляет собой симметричный мультивибратор. Длительность импульса определяет­ся постоянной времени Ti«RiCi, а интервал между импульсами — постоянной времени tittRzCz. При ti=t_z выходной сигнал будет иметь форму меандра. Для R1=R2 = 22Q кОм и С7 = С2=0,2 мкФ частота выходного сигнала равна 2 Гц.

Генератор на интегральной микросхеме К122УД1. Импульсный генератор на микросхеме с двумя навесными элементами (рис. 1025) позволяет перекрыть широкий диапазон частот. Частота выходного сигнала может меняться от 2 Гц (для R=100 кОм, С=1 мкФ) до 1 МГц (для R=3 кОм, С=36 пФ). Для сигналов с другой частотой следования импульсов параметры R и С определяются по форму­ле f=1/5RС.

Генератор на ОУ К140УД1. Выходное напряжение генератора (рис. 1026) скачком переключается между двумя уровнями благо­даря ПОС через резисторы R1 и R2. Переключение происходит в момент, когда на входах усилителя напряжения равны. При поло­жительном выходном напряжении конденсатор заряжается через резистор R3. При равенстве напряжений на входах ОУ переходит в другое состояние, на выходе его появляется отрицательное на­пряжение. Конденсатор начинает разряжаться через резистор R3. И вновь при равенстве напряжений на входах ОУ переключается. Благодаря мостовому принципу построения схемы влияние нагруз­ки не сказывается на параметрах генератора. Изменение напряже­ния питания на 50% приводит к изменению частоты выходного сиг­нала всего на 0,5%.

Рис. 10.26

Рис. 10.27

 

В схеме генератора рис. 10.26, а выходной сигнал имеет форму меандра. Период следования импульсов равен T=CR₃R₁/(R₁+R₂). Для получения выходного сигнала со скважностью более 2 необхо­димо разделить зарядную и разрядную цепи конденсатора. Это можно реализовать с помощью схемы рис. 10.26,6. Изменяя отно­шение R₁/(R₁+R₂), можно менять частоту колебаний при постоян­ной скважности. Генератор работает в диапазоне частот от 1 кГц до 1 МГц. Отношение длительности импульса к длительности паузы может меняться в пределах от 0,02 до 50.

Мостовой генератор на ОУ. Генератор (рис. 10.27, а) собран на ОУ, в цепь ОС которого включены времязадающие элементы С1, R5 и С2, R4, собранные по мостовой схеме. На выходе интегральной микросхемы формируется сигнал прямоугольной формы. Частота сигнала зависит от коэффициента обратной связи, который управля­ется резистором R6. Эта зависимость показана на рис. 10.27, б. G помощью резистора R2 можно регулировать длительность импуль­са в пределах 10%.

Генератор на интегральной микросхеме К133ЛA3. Генератор (рис. 10.28, а) построен на двух логических элементах 2И — НЕ. Пер­вый элемент включен в линейный режим с помощью резистора R. Этот элемент вызывает колебания в схеме. Положительная обратная связь осуществляется через конденсатор. Частота выходного сигнала определяется номиналами R и С. Через резистор R конденсатор заряжается и разряжается (входное сопротивление элемента мик­росхемы для отрицательной полярности сигнала, равное 4 кОм, мож­но не учитывать). Генератор работает при сопротивлениях резистора R<510 Ом. На рис. 10.28,6, в приведены, зависимости периода пов­торения Т и длительности импульса т от емкости конденсатора С. Мостовая схема генератора. Генератор (рис. 10.29) содержит два логических элемента. В цепи ОС этих элементов включены ре­зисторы, которые выводят интегральные микросхемы в линейный режим работы. Общая ПОС через конденсатор поддерживает в схе­ме импульсные колебания. Параметры выходных сигналов нелинея-, но меняются от сопротивлений резисторов и емкости конденсаторов. Эти зависимости приведены на графиках рис. 10.29.

Рис. 10.28

Рис. 10.29

 

Мультивибратор на элементах 2И — НЕ. Генератор (рис. 1030) построен по классической схеме мультивибратора, в которой ПОС осуществляется через конденсаторы. При R1 = R2=R и С1 — С2=С частота выходного сигнала определяется, выражением f=1/2,5RС. Широкодиапазонный генератор. Генератор, построенный на трех логических элементах 2И — НЕ (рис. 10.31),-имеет широкий диапазон изменения частоты в зависимости, от емкости конденсатора. Выход­ной сигнал, близкий по форме к меандру, может иметь частоту от 1 Гц до 1 МГц. При частотах меньше 100 Гц наблюдается неста­бильность заднего фронта сигнала. На рис. 10.31 приведены эпюры я графики, характеризующие схему.

Рис. 10.30 Рис. 10.31

 

Генератор с двойной ОС.В генера­торе (рис. 10.32, а) существуют две ОС: ООС через резистор R2 и ПОС через конденсатор С. В первый момент после включения преобладающее действие ока­зывает ПОС. Конденсатор имеет сопро­тивление значительно меньше, чем резистор R2. Происходит процесс заряда конденсатора. Транзистор в это время находится в закрытом состоянии. Отрицательное напряжение на выходе ОУ превосходит напряжение в эмиттере транзистора. По мере заряда конденсатора отрицательное напряже­ние в эмиттере увеличивается. Наступает момент, когда транзистор открывается. Отрицательный перепад напряжения в коллекторе при­ведет к переключению ОУ. Транзистор переходит в режим насыще­ния. В этом состоянии он будет находиться до тех пор, пока раз­ряжается конденсатор. Когда процесс разряда закончится, транзи­стор стремится перейти в линейный режим. Однако при переходе из режима насыщения в линейный через конденсатор действует ПОС, которая полностью закрывает транзистор. Процесс повторяется. Включение микросхемы показано в гл. 1. На рис. 10.32,6 приведены зависимости периода повторения и длительности импульса от вход­ного напряжения.

Генератор с управляемой ОС.Управляемый генератор (рис. 10.33, а) построен на двух ОУ Первый ОУ является генерато­ром сигнала треугольной формы, а второй управляет процессом за­ряда и разряда конденсатора. Управляющий сигнал одновременно действует на две цепи. Когда на выходе ОУ DA1 положительное напряжение, диод VD2 открыт. Через него заряжается конденса­тор С, а также действует положительный входной сигнал, который увеличивает зарядный ток. Одновременно с выхода ОУ DA2 на диод VD1 приходит инвертированный входной сигнал, который уменьшает порог закрывания его. В определенный момент напряжение на конденсаторе достигнет порога открывания диода VDL С этого момента конденсатор С будет заряжаться разностным то­ком. Скорость нарастания напряжения на нем уменьшится.

Рис. 10.32

Рис. 10.33

 

Если в этой схеме уменьшить сопротивление резистора R8, то можно существенно увеличить время заряда конденсатора -и тем самым уменьшить частоту выходного сигнала ОУ DA1. Генератор может формировать сигналы с частотой долей герц. На рис. 10.33, б представлена зависимость периода следования от напряжения Е.

 

Глава 11

ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ СПЕЦИАЛЬНОЙ ФОРМЫ

Генераторы находят применение в измерительной технике, в моделирующих и решающих устройствах, в системах кодирования и декодирования сигналов. С… Применяются они и в качестве опорных сигналов при выделении полезного сигнала… Сигналы специальной формы можно формировать двумя спосо­бами: дискретным и аналоговым. Дискретный способ формирования…

ИМПУЛЬСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ

Формирователи с генератором тока. Управляемые генера­торы пилообразного сигнала (рис. 11.1) используют заряд конден­сатора от генератора постоянного… Генераторы на однопереходном транзисторе.Простым генера­тором пилообразного… Для получения сигнала пилообразной формы с линейностью око­ло 1 — 3% следует применять схему рис. 11.2,6. В этой схеме…

Рис. 11.1

Рис. 11.2

 

На рис. 11.2, в изображена схема генератора, на выходе кото­рого формируется спадающее пилообразное напряжение. Заряд кон­денсатора С1 осуществляется через резистор R3 и диод VD1. Транзисторы VT1 и VT2 в это время закрыты. При определенном напряжении на конденсаторе открывается транзистор VT1 и закры­вается диод. На резисторе R2 появляется напряжение, которое открывает транзистор VT2. Через этот транзистор начинает проте­кать ток, который линейно разряжает конденсатор. Напряжение на конденсаторе падает. К концу разряда диод открывается, ток эмит­тера транзистора VT1 уменьшается и рабочая точка, расположен­ная на падающем участке вольт-амперной характеристики, стано­вится нестабильной. Это вызывает регенеративный процесс умень­шения тока и быстрое выключение транзистора. После этого про­цесс повторяется.

Если вместо резистора R3 на рис. 11.2, в поставить генератор тока, как показано на рис. 11.2,6, то можно получить выходной сигнал треугольной формы. В этой схеме заряд и разряд конденса­тора осуществляется генераторами тока. Плавно меняя зарядные и разрядные токи с помощью резисторов R3 и R4, можно менять фронт сигнала.

Генераторы на лавинных транзисторах. Для получения сигна­лов пилообразной или треугольной формы можно применять схемы, в которых управляющим элементом является транзистор, работаю­щий в режиме лавинного пробоя. В схемах на рис. 11.3 применены транзисторы интегральной микросхемы К.101КТ1А.

На рис. 11.3.а приведена схема генератора сигнала треугольной формы. В этой схеме транзисторы используются в инверсном вклю­чении. На выходе формируется сигнал с амплитудой 4 — 5 В и частотой 7 кГц. Другая схема, рис. 11.3, б, используют нормальное вклю­чение транзисторов. Амплитуда выходного сигнала может доходить до 60 В при частоте 100 кГц. В этих схемах происходит поочеред ное включение транзисторов. Конденсатор поочередно заряжается через резисторы R1 и R2. Высокая идентичность параметров тран­зисторов позволяет получить хорошую симметрию треугольного сигнала.

Рис. 11.3

 

Для получения сигналов ступенчатой формы можно применить схемы, изображенные на рис. 11.3, в, г. На рис. 11.3, г изображен управляемый генератор, который формирует сигнал при поступлении на вход отрицательного импульса. Этот импульс закрывает нижний транзистор. Верхний транзистор, включенный в инверсном режиме, открывается, когда на конденсаторе С1 напряжение возрастет при­мерно до 8 В. В результате открывания верхнего транзистора про­исходит заряд конденсатора С2. Когда потенциалы этих конденса­торов сравняются, верхний транзистор закроется. Такой процесс происходит до тех пор, пока на конденсаторе С2 напряжение будет меньше пробоя нижнего транзистора. Нижний транзистор включен в нормальный режим, и его потенциал пробоя лежит в районе 40 В. При этом напряжении нижний транзистор открывается и разря­жает конденсатор С2. На выходе формируется сигнал ступенчатой формы: амплитуда около 20 В, частота следования сигнала 2,5 кГц, длительность ступеньки 20 мкс, время нарастания 1 мкс, число сту­пенек 20.

ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛА ПИЛООБРАЗНОЙ ФОРМЫ

Кадровая развертка. Задающий генератор пилообразного напряжения (рис. 11.4) собран на транзисторах VT1 и VT2. При включения питающего напряжения…

Рис. 11.4

 

Приведенные на схеме номиналы элементов формируют на вы­ходе сигнал с амплитудой больше 10 В и с частотой 50 Гц. Для регулирования амплитуды выходного сигнала и его линейности служат резисторы R7 и R8 соответственно. Резистор R1 меняет ча­стоту задающего генератора.

Генератор двухполярного пилообразного сигнала. Генератор пилообразного сигнала с регулируемым наклоном (рис. 11.5) состо­ит из двух интегрирующих цепочек R5, С1 и R2, С2 и порогового элемента, построенного на транзисторах VT1 и VT2. При включении питания на базе транзистора VT2 возникает сигнал 10 В. По мере заряда конденсатора С1 напряжение уменьшается. В это время на­пряжение на базе транзистора VT1 увеличивается. На разных кон­цах потенциометра существуют сигналы с различными фронтами. Когда напряжение на базах транзисторов VT1 и VT2 сравняется, они откроются и произойдет разряд конденсаторов. После этого начнется новый цикл работы генератора. Наклон выходного пило­образного сигнала можно регулировать с помощью потенциометра в широких пределах.

Рис. 11.5

Рис. 11.6

 

Управляемый генератор. Генератор пилообразного сигнала (рис. 11.6, а) построен по схеме интегратора с большой постоянной времени, которая определяется выражением т = h_21ЭC₁R₄ где h_21э — коэффициент передачи тока транзистора VT1. Транзистор VT1 медленно открывается: конденсатор С1 включен в цепь ООС. Напряжение в цепи коллектора уменьшается. В некоторый момент открывается диод VD2 и шунтирует вход транзистора VT2. Тран­зистор VT2 закрывается. Для ускорения процесса закрывания в его коллектор включена динамическая нагрузка — транзистор VT3. Через эмиттер транзистора VT3 конденсатор С1 быстро заряжается. В ре­зультате обратный ход пилообразного сигнала сведен к минимуму. Его длительность составляет менее 5 икс. Длительность пилообраз­ного сигнала можно регулировать с помощью базового тока тран­зистора VT1 (рис. 11.6,6).

Генератор пилообразного сигнала на интеграторе. В основу ге­нератора (рис. 11.7) положен интегратор на транзисторе. В качест­ве порогового и усилительного элементов используется интегральная микросхема К122УД1. Порог срабатывания микросхемы, равный 3 В, устанавливается делителем Rl, R2. При включении питания в коллекторе транзистора напряжение не может измениться скач­ком. Отрицательная обратная связь через конденсатор формирует на выходе линейно нарастающий сигнал. Постоянная времени равна т=h_21ЭR₃С₂, где h_21Э — коэффициент передачи тока транзистора. Когда напряжение на коллекторе достигнет 3 В, интегральная мик­росхема переключится. Положительное напряжение на выводе 5 пройдет через диод и откроет транзистор. Произойдет разряд кон­денсатора С2. На коллекторе вновь появится нулевой потенциал.

Рис. 11.7

Схема начнет новый цикл работы. Схема с указанными номиналами элементов формирует выходной сигнал с амплитудой 3 В, частотой следования 100 Гц и длительностью заднего фронта 0,1 мс.

Запускаемый генератор двухполярного сигнала. Для получения высоковольтного сигнала пилообразной формы в генераторе (рис. 11.8) применяют два каскада, на выходах которых формиру­ются падающий и нарастающий сигналы. Каждый каскад состоит из двух транзисторов. Транзисторы VT2 и VT4 являются сбрасыва­ющими, a VT1 и VT3 — активными элементами, в коллекторах ко­торых формируются выходные сигналы. После включения питания напряжение на коллекторе транзистора VT3 не может скачком из­мениться. Этому препятствует ООС через конденсатор С2. Напря­жение на коллекторе будет медленно нарастать. Скорость увеличе­ния напряжения определяется постоянной времени т=Л₂1Э Cz(Ru-{-+Rт), где hzi Э — коэффициент передачи тока транзистора. Рези­стор R7 является ограничивающим. В другом каскаде в первый мо­мент появляется напряжение 100 В. Далее напряжение уменьшается и стремится к нулю. Сброс напряжения в коллекторе транзистора VT1 происходит в тот момент, когда приходит входной импульс. В это время открывается транзистор VT4. Импульсный сигнал с конденсатора С4 проходит на базу транзистора VT2 и открывает его. Происходит одновременный сброс конденсаторов С1 и С2.

Рис. 11.8

 

Генератор пилообразного сигнала с регулируемой линейностью. В основу генератора (рис. 11.9) положен принцип заряда конденсатора С2 стабилизированным током. Стабилизатор тока построен на транзисторе VT2. Сигнал с конденсатора С2 поступает на вход эмиттерного повторителя. При формировании пилообразного сигнала напряжение на конденсаторе увеличивается. Одновременно с повы­шением напряжения на конденсаторе увеличивается ток базы тран­зистора VT3. В результате конденсатор заряжается не постоянным током, как того требует линейное нарастание напряжения, а током, уменьшающимся во времени. На заряд конденсатора влияет входное сопротивление эмиттерного повторителя. Для получения пилообраз­ного напряжения необходимо скомпенсировать ток базы транзисто­ра. Этого можно достигнуть цепью ОС, связывающей эмиттеры тран­зисторов VT2 и VT3. С увеличением выходного сигнала эмиттерного повторителя увеличивается эмнттерный ток транзистора VT2. Меняя сопротивление резистора R9 в цепи ОС, мы можем добиться возра­стающей или убывающей формы выходного сигнала.

Рис. 11.9

 

Для разряда конденсатора в схеме применяется блокинг-генера-тор. Во время заряда конденсатора диод закрыт питающим напря­жением. Когда транзистор VT1 открыт, конденсатор С2 разряжает­ся через диод VD1. Амплитуда выходного сигнала регулируется ре­зистором R5, а частота — резистором R1. Максимальная амплитуда равна 15 В.

 

УПРАВЛЯЕМЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ

Генератор на полевом транзисторе. В основу генератора (рис. 11.10) положен заряд конденсатора-постоянным током, кото­рый задается полевым… В исходном состоянии транзисторы VT2 и VT3 закрыты. Как только напряжение на… Приведенные на схеме номиналы элементов позволяют регули­ровать частоту выходного сигнала от 15 до 30 кГц. Если…

Рис. 11.10 Рис. 11.11

 

Генератор сигнала треугольной формы на ОУ. В схеме рис. 11.11 на конденсаторе С формируется сигнал треугольной фор­мы с амплитудой 0,6 В. Заряд и разряд конденсатора осуществля­ются выходным сигналом ОУ, который автоматически меняется в тот момент, когда напряжение на конденсаторе достигает порога открывания. Порог открывания устанавливается делителем R2 и R3. Частота следования выходного сигнала определяется выражени­ем f=l/4R₁C. Для выравнивания наклонов фронта и спада выход­ного сигнала служит резистор R6.

Формирователь треугольного сигнала. Формирователь рис. 11.12 позволяет получить на выходе сигнал треугольной формы. Амплиту­да сигнала достигает 90% напряжения питания при достаточно вы­сокой линейности фронтов.

В основу формирователя положен принцип заряда и разряда конденсатора через генераторы тока, построенные на транзисторах. Коллекторные токи транзисторов определяются опорными напряже­ниями стабилитронов и эмиттерными резисторами. При отсутствии входного сигнала через транзисторы должны протекать равные токи. Если равенство токов не выполняется из-за разброса номиналов стабилитронов и резисторов, то следует подстроить резистор R4. Появление входного сигнала с амплитудой больше напряжения про­боя стабилитронов вызовет разбаланс коллекторных токов. Поло­жительная полуволна входного сигнала уменьшит ток транзистора VT2. Ток транзистора VT1 останется без изменения. Разностный коллекторный ток будет заряжать конденсатор. С приходом отри­цательной полуволны уменьшится коллекторный ток транзистора VT1. Ток транзистора VT2 установится номинальным. Конденсатор будет разряжаться током транзистора VT2. Если амплитуда вход­ного сигнала меньше напряжения питания, то наблюдается прямая зависимость между амплитудами входного и выходного сигналов, а если больше напряжения питания, то амплитуда выходного сиг­нала постоянна.

Емкость конденсатора рассчитывается по формуле С= 10³I/2fU_mах (мкФ), где I — ток транзистора; f — частота вход­ного сигнала; U_max — амплитуда выходного сигнала.

Рис. 11.12 Рис. 11.13 Рис. 11.14

Рис. 11.15

 

Широкодиапазонный генератор сигнала треугольной формы.Ге­нератор сигнала треугольной формы (рис. 11.13) позволяет полу­чить частоту от 0,01 Гц до 0,1 МГц. Выходной сигнал 20 В формируeтся на конденсаторе С4 коллекторными токами транзисторов VT4, VT6. При заряде конденсатора транзисторы VT4 и VT5 откры­ты, а транзисторы VT3 и VT6 закрыты. Когда напряжение на кон-денсаторе возрастет до уровня, определяемого делителем R1 — R3 транзистор VT1 откроется. Следом за ним откроются транзисторы VT3 и VT6, которые закрывают транзисторы VT4 и VT5 Начнется процесс разряда конденсатора через транзистор VT6 По достиже­нии нижнего уровня откроется транзистор VT2. Этот процесс воз-вращает схему в первоначальное состояние. Вновь начинается заряд конденсатора. Частота выходного сигнала может линейно меняться с помощью резистора R5 с перекрытием в 20 раз. Для конденсатора емкостью 1 нФ и при R5 = 510 кОм частота равна 001 Гц

Формирователь ступенчатого сигнала. В исходном состоянии (рис. 11 14) конденсатор заряжен до напряжения питания Все тран­зисторы закрыты. Входной импульс положительной полярности от­крывает транзистор VT1. Через этот транзистор протекает ток ко­торый разряжает конденсатор. Напряжение на конденсаторе умень­шается. Второй входной импульс также разрядит конденсатор на дискретное значение напряжения. В результате этого каждый им­пульс будет ступеньками уменьшать напряжение на конденсаторе Как только напряжение на конденсаторе сравняется с напряжением на делителе R4, R5, открывается транзистор VT2 и наступает ре­лаксационный процесс в составном каскаде. Транзисторы VT2 и VT3 открываются. Происходит процесс заряда конденсатора После этого начинается новый цикл разряда конденсатора.

Генератор трапецеидального сигнала с регулируемой длитель­ностью фронта. В основу генератора (рис. 11.15) положен мульти­вибратор который управляет работой токозадающих транзисторов VT3 и VT4. Когда транзистор VT2 открыт, через транзистор VT3 протекает зарядный ток конденсатора СЗ. Скорость нарастания на­пряжения на конденсаторе (или фронт выходного сигнала) зависит от зарядного тока, который регулируется резистором R12 Макси­мальное напряжение на конденсаторе ограничено стабилитроном VD2. При переключении транзисторов мультивибратора в другое состояние начинается процесс разряда конденсатора. Транзистор VT3 закрывается, а транзистор VT4 открывается. Разрядный ток транзистора VT4 регулируется с помощью резистора R15. Значение этого тока определяет спад выходного сигнала. Частота и скваж­ность выходного сигнала регулируются резисторами R2 и R4. Гене­ратор может работать в широком диапазоне частот, вплоть до 1 МГц. При больших изменениях частоты выходного сигнала необ­ходимо менять номиналы емкостей конденсаторов С1 и С2.

 

ГЕНЕРАТОРЫ НА ОУ

Управляемый генератор сигнала пилообразной формы. Ге­нератор (рис. 11.16) состоит из порогового устройства и интегра­тора. Выходное напряжение… Генератор на ОУ К153УД1. Генератор треугольных импульсов (рис. 11.17, а)… Генератор на однопереходном транзисторе с усилителем. Гене­ратор пилообразного сигнала (рис. 11.18, а) построен на ОУ,…

Рис. 11.16 Рис. 11.17

Генератор с двойной ПОС. Ге­нератор (рис. 11.19, а) состоит из интегратора, выполненного на ОУ DA2. Когда ОУ DA2 переключа­ется, на его неинвертирующий вход подается напряжение ПОС, которое определяет порог срабатывания схемы. С потенциометра R4 на неинвертирующий вход ОУ DA1 действует вторая ПОС. Если величина этой связи меньше порога открывания ОУ DA2, то передний фронт импульсного сигнала на выходе ОУ DA1 пройдет через конденсатор С1 на инвертирующий его вход. С этого момента начинается про­цесс заряда конденсатора С1. Напряжение на выходе ОУ DA1 мед­ленно увеличивается. Когда оно достигнет порога открывания ОУ DA2, происходит переключение ОУ DA2. Начинается процесс разряда конденсатора С1. Частота следования импульсов выходно­го сигнала определяется выражением f=K₂/4RC(K₁-K₂);

Рис. 11.18

 

Рис. 11.19

Рис. 11.20

K₁ = R₂/(R₂+R₃); K₂ = R'₄/(R'₄+R"₄). В зависимости от уровня сиг­нала ПОС в ОУ DA1 можно регулировать ступеньку выходного сигнала. Максимальное значение, ДE определяется напряжением на делителе R2, R3. На рис. 11.19,6 приведены эпюры напряжения в гонках схемы.

Запускаемый генератор сигнала. Выходное напряжение (рис. 11.20, а), формируемое на конденсаторе СЗ, равно U₃ = = (t/C₃)I₂. Конденсатор заряжается линейно возрастающим током I₂ = U₂/R₅ транзистора VT2. Управление коллекторным током тран­зистора VT2 осуществляется напряжением на конденсаторе С2 (U₂= (t/С₂)I₃). Это напряжение зависит от тока транзистора VT3 (l₃=U_Б/R₄). В результате U₃ = U_б t²/C₂C₃R₄R₅. Для указанных на схеме номиналов элементов частота выходного сигнала равна 5 кГц. Сброс конденсаторов С2 и СЗ осуществляется внешним сиг­налом через транзисторы VT4 и VT1. На рис. 11.20,6 приведены эпюры напряжения в разных точках схемы.

Формирователь сигнала вида sec x. Формирование функции secx осуществляется от входного гармонического сигнала. Схема (рис. 11.21, а) может работать от единиц герц до сотен килогерц. В первом транзисторе происходит ограничение входного сигнала с амплитудой 2,5 В. Второй транзистор увеличивает крутизну фронтов прямоугольного сигнала и меняет его фазу. Сигнал на коллекторе транзистора VT2 суммируется с входным сигналом на резисторе R6. Выходной сигнал выбирается в определенной точке потенциометра так, чтобы можно было установить определенное значение глубины впадины функции sec я. Следует заметить, что эта схема формирования может давать погрешность в некоторых точках до 10%. При увеличении амплитуд меандрового и гармонического сиг­налов погрешность уменьшается. Для увеличения точности форми­рования функции sec а; можно поставить на входе схему диодного ограничения (рис. 11.21,6). Роль этой схемы заключается в том, чтобы сгладить вершины гармонического сигнала. С пом-ощью до­полнительной схемы точность моделирования может быть повыше­на до 5%.

Рис. 11.21

 

ГЕНЕРАТОРЫ СЛОЖНЫХ СИГНАЛОВ

Диодный генератор сложных сигналов. Сигналы сложной формы образуются (рис. 11.22) в результате изменения коэффици­ента усиления дифференциального… Дискретный формирователь сигналов специальных форм. В ос­нове генератора (рис.…

Рис. 11.22 Рис. 11.23

Рис. 11.24

Генератор функций. На вход генератора (рис. 11.24) подается импульсный сигнал положительной полярности. Логическая схема 2И — НЕ интегральной микросхе­мы К133ЛАЗ закрывается. На вы­ходе 1 появляется сигнал отрица­тельной полярности с длитель­ностью, равной длительности вход­ного сигнала. Этот сигнал на RС-цепочке дифференцируется, и положительный импульс закрывает вторую логическую схему. На выходе этой схемы появляется импульс отрицательной полярности длительностью 5 мкс. Все последующие цепочки работают аналогичным образом. На выходах 1 — 7 последовательно друг за другом воз­никают импульсные сигналы. Все эти сигналы суммируются через определенные весовые резисторы на входе ОУ. В зависимости от по­следовательности принятых сопротивлений весовых резисторов на выходе ОУ можно сформировать сигнал любой сложности. Амплиту­да выходного сигнала определяется сопротивлением резистора R4. Для балансировки ОУ сопротивление резистора R3 подбирается под суммарное сопротивление весовых резисторов.

 

Глава 12

УПРАВЛЯЕМЫЕ ИМПУЛЬСНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ

Управляемые генераторы осуществляют преобразование од­ного вида сигнала в другой. Существуют различные способы пре­образования: постоянное… Генераторы находят широкое применение в различных систе­мах обработки… Наиболее экономичными генераторами являются схемы на тоан-зисторах разных типов проводимости. В таких генераторах оба…

ДВУХКАСКАДНЫЕ РЕЛАКСАТОРЫ

Релаксатор с нулевой мощностью покоя. В ждущем ре­жиме оба транзистора (рис. 12.1, а) закрыты. Входной импульс по­ложительной полярности открывает…

Рис. 12.1

 

Длительность импульса определяется постоянной времени RiC. Применение переменного резистора R1 позволяет регулировать длительность выходного импульса (рис. 12.1,6).

Релаксатор на дифференциальном усилителе. Одновибратор (рис. 12.2) имеет относительно малое время возврата в исходное состояние. При отсутствии входного сигнала транзистор VT2 за­крыт, а диод находится в проводящем состоянии. Входной сигнал отрицательной полярности открывает транзистор VT1. Положитель­ный перепад напряжения в коллекторе пройдет на базу транзистора VT2 и закроет его. В этом состоянии схема будет находиться до тех пор, пока зарядится конденсатор. Постоянная времени равна RsCi. Порог открывания транзистора VT2 регулируется резистором R6. По окончании импульса конденсатор разрядится через открытый диод и резистор R2. Схема возвращается в исходное состояние.

Релаксатор на составном каскаде. В исходном состоянии оба транзистора (рис. 12.3, а) закрыты. Входной импульс положитель­ной полярности проходит через диод и открывает транзистор VT2. Происходит разряд конденсатора через диод VD1 и резистор R3. При этом транзистор VT1 также находится в открытом состоянии. После прекращения действия входного сигнала транзисторы будут в открытом состоянии, поскольку начинается процесс заряда кон­денсатора через резистор R1 и транзистор VII. Этот транзистор поддерживает в открытом состоянии и второй транзистор. Транзи­сторы будут в открытом состоянии до тех пор, пока конденсатор зарядится до напряжения питания. После этого оба транзистора закроются. На рис. 12.3,6 приведена зависимость длительности вы­ходного импульса от емкости конденсатора С1.

Рис. 12.2

Рис. 12.3

 

Последовательная схема включения транзисторов. Входной сиг­нал (рис. 12.4, а) открывает транзистор VT1. Одновременно откры­вается транзистор VT2. Положительная обратная связь через Rl, C1 ускоряет открывание обоих транзисторов. На базе транзистора VT1 возникает положительный перепад напряжения. По мере заряда конденсатора С1 положительное напряжение на базе транзистора VT1 уменьшается. Наступает момент, когда транзистор VT2 выхо­дит из насыщения. Отрицательный перепад напряжения в коллек­торе VT2 через конденсатор С1 передается на базу транзистора VT1. Это приводит к быстрому закрыванию обоих транзисторов. На рис. 12.4, а приведены эпюры напряжений в точках схемы и зави­симость длительности выходного импульса от емкости конденсато­ра С1.

Составной каскад с динамической связью. В исходном состоянии оба транзистора (рис. 12.5, а) открыты. Входной сигнал закрывает транзистор VT2. Положительный перепад напряжения на коллекто­ре этого транзистора закроет второй транзистор. В этом состоянии схема будет находиться до тех пор, пока конденсатор С1 зарядится через резистор R4 до напряжения 3 В, необходимого для откры­вания транзистора VT1. За открыванием транзистора VT1 следует открывание и транзистора VT2. При больших сопротивлениях ре­зистора R4 (>200 кОм), когда транзистор VT1 переходит в линей­ный режим, в схеме могут возникнуть автоколебания. Работа схемы проиллюстрирована на рис. 12.5,6.

Рис. 12.4

Рис. 12.5

 

Релаксатор с малым временем восстановления. Мультивибратор на транзисторах с разными типами проводимости (рис. 12.6, а) име­ет малое время восстановления. В исходном состоянии оба транзи­стора открыты. Входной импульс положительной полярности закры­вает транзистор VT1. Отрицательный перепад напряжения на кол­лекторе этого транзистора закроет диод, а следовательно, и тран­зистор VT2. Транзистор VT1 будет поддерживаться в закрытом состоянии через резистор R4. Начинается процесс разряда конден­сатора через резисторы R2 и R3. Через некоторое время напряже­ние на конденсаторе будет близко к нулю. После этого последует открывание транзистора VT2, затем и транзистора VT1. С этого момента конденсатор заряжается через открытый транзистор VT1 и базовую цепь транзистора VT2. Длительность импульса на вы­ходе мультивибратора равна 0,5 мс. На рис. 12.6,6 проиллюстри­рована работа релаксатора.

Расширители импульсов.Устройство (рис. 12.7, а) предназна­чено для расширения импульсов отрицательной полярности длительностью порядка микросекунд на время порядка единиц милли­секунд. В исходном состоянии транзистор открыт. Коллекторный ток транзистора выбирается таким, чтобы падение напряжения на ре­зисторах R3 и R4 равнялось напряжению питания. Транзистор находится на границе линейного и насыщенного режимов. Входной импульс отрицательной полярности проходит через диод. С прихо­дом входного сигнала транзистор закрывается. Конденсатор заря­жается от входного сигнала. После прекращения действия входного сигнала транзистор будет находиться в закрытом состоянии за счет напряжения на конденсаторе. Начинается процесс разряда конден­сатора через резистор R4. Схема рис. 12.7, б близка по принципу действия к описанной. Отличие заключается в использовании состав­ного транзистора на основе полевого и биполярного транзисторов. Время, в течение которого транзистор закрыт, определяется выраже­нием т=R₄C lnU_Bx/U_Б (рис. 12.7, а) и т=R₄С 1nU_вх/U₀ (рис. 12.7,6), где U_Б — напряжение в базе транзистора; U₀ — напряжение отсеч­ки полевого транзистора; U_вх — амплитуда входного сигнала.

Рис. 12.6

Рис. 12.7

 

Схема задержки фронта импульса. Входной сигнал положитель­ной полярности с амплитудой 10 В подается на мостовую времяза-дающую цепочку (рис. 12.8). На базе транзистора VT1 напряжение падает, а на эмиттере возрастает, В тот момент, когда эти напря­жения сравняются, открывается транзистор VT1. За этим последует открывание транзистора VT2. Передний фронт выходного сигнала будет задержан относительно переднего фронта входного сигнала. Время задержки определяется параметрами R1C1 и R2C2. Эту задержку можно приблизительно определить по формуле t_зад=R₁C₁(U₁/U₂)=0,5.10⁵.10⁴ = 5c.

Рис. 12.8

Рис. 12.9

 

Управляемый мультивибратор-преобразователь «напряжение — частота». Преобразователь напряжения в частоту построен по схеме релаксационного генератора с индуктивностью в коллекторе (рис. 12.9, а). Частота генератора определяется формулой f=U_BX/4WBS10^-8, где В — индукция насыщения сердечника транс­форматора; 5 — сечение сердечника трансформатора (см²); W — число витков обмотки.

Линейность характеристики преобразования наблюдается в диа­пазоне входных напряжений от 0,5 д© 5 В, при этом частота гене­ратора меняется от 50 до 250 кГц. Крутизна преобразования равна 50 кГц/В. Амплитуда выходного сигнала пропорциональна уровню входного сигнала. При изменении температуры частота генератора меняется. Если сердечник изготовлен из пермаллоевых сплавов 50НП, 34НК.МП и 65НП, то частота меняется на 8% при изменении температуры от — 50 до +50° С. Для сплавов 79НМ, 80НКС в том же диапазоне температур частота уходит на 10%. На рис. 12.9,6 дана зависимость частоты выходного сигнала от входного напря­жения.

Рис. 12.10

Рис. 12.11

 

Двухвходовый управляемый мультивибратор. Мультивибратор (рис. 12.10, а) может работать при низких питающих напряжениях. Уже начиная с 0,6 В, на обоих выходах возникают колебания. За­висимость периода импульсного сигнала от напряжений на входах показана на рис. 12.10, б. Длительность импульса составляет около 1 мс. При U8x1 = 0,6 В колебания срываются, если на Вход 2 будет подано напряжение более 2,5 В. Мостовой формирователь им­пульсов. Формирователь (рис. 12.11) построен на двух транзи­сторах разной проводимости. По­ложительная обратная связь осу­ществляется через мост R4, R6, Cl, C2. В исходном состоянии транзисторы закрыты, а конден­саторы моста разряжены. С при­ходом входного импульса поло­жительной полярности транзистор VTI открывается. Отрицательный потенциал в коллекторе транзи­стора VT1 откроет транзистор VT2. Коллекторный ток транзистора VT2 будет способствовать еще большему открыванию транзи­стора VT1. Лавинообразный процесс переведет оба транзистора в насыщение. Схема примет временное устойчивое состояние. Это состояние будет продолжаться до тех пор, пока протекает зарядный ток конденсатора С1. Как только напряжение на кон­денсаторах С1 и С2 будет близко к 6 В (половине напряже­ния питания), откроется диод VD2 и зарядный ток резко умень­шится. В результате транзистор VT2 начнет выходить из насыщения. Уменьшение коллекторного тока транзистора VT2 закроет транзи­стор VII. С этого момента начнется процесс возвращения схемы в исходное состояние. Конденсаторы С1 и С2 разряжаются через диоды VD2, VD3 и резистор R7. Время восстановления лежит в пределах 0,5 — 5% относительно длительности импульса. Длитель­ность импульса определяется выражением Г = т1п2. где т=R₄С₁ = R₆С₂.

 

ТРЕХКАСКАДНЫЕ РЕЛАКСАТОРЫ

 

Расширитель импульсов с генератором тока. Устройство (рис. 12.12, а) состоит из накопительного конденсатора С1, который заряжается от генератора постоянного тока, собранного на тран­зисторе VT1, транзистора VT3, предназначенного для сброса кон­денсатора, и выходного транзистора VT2.

Рис. 12.12

Рис. 12.13

 

С приходом входного сигнала положительной полярности амп­литудой более 2 В и длительностью 10 мкс конденсатор С1 разря­жается через транзистор VT3. После этого начинается процесс за­ряда конденсатора постоянным током. Напряжение на конденсато­ре меняется по линейному закону U=(I/C)t. Ток заряда опреде­ляется опорным напряжением стабилитрона VD1 и сопротивлением резистора R2. Во время заряда конденсатора транзистор VT2 от­крыт. Максимальная длительность выходного импульса определяет­ся выражением т_mах= (Е — Uo)C/I, где E=10 В; Uo = 6B — опорное напряжение стабилитрона. На рис. 12.12,6 приведена зависимость длительности выходного импульса от сопротивления резистора R2.

Расширитель импульсов на интеграторе. В основу генератора (рис. 12.13, а) положен интегратор, собранный на транзисторе VT2 и цепочке R2, С1. Постоянная времени интегратора h_21Э=R₂C₁, где hzi э — коэффициент передачи тока транзистора VT2. После прекращения действия входного импульса амплитудой более 2 В и длительностью 10 мкс конденсатор С1 начинает заряжаться через резистор R2. Напряжение на коллекторе транзистора VT2 плавно нарастает. Когда это напряжение достигнет опорного напряжения стабилитрона VD1, открывается транзистор VT3. Обратная связь через конденсатор С2 ускоряет открывание транзистора VT3.

При увеличении номиналов, элементов R2 и С1 можно получить задержку включения транзистора VT3 до нескольких минут. На рис. 12.13,6 приведен график зависимости длительности выходного импульса от R2.

Расширитель импульсов на зарядном конденсаторе. Конденса­тор С1 в схеме рис. 12.14, а разряжается через транзистор VT1 входным импульсом. После этого происходит процесс заряда кон­денсатора через резистор R2. Когда напряжение на конденсаторе достигнет 9 В, открывается транзистор VT2, а следом за ним от­крывается и транзистор VT3. Для разряда конденсатора С1 вход­ной сигнал должен иметь амплитуду более 2 В и длительностью 10 мкс. Работа схемы проиллюстрирована на рис. 12.14,6.

Рис. 12.14

Рис. 12.15

 

Расширитель импульсов с динамическим порогом. Входной сиг­нал (рис. 12.15) с помощью транзистора VT1 сбрасывает заряд конденсатора С1. Транзисторы VT2 — VT4 находятся в закрытом состоянии. Псспе действия входного сигнала конденсатор С1 начи­нает заряжаться через резистор R2. Когда напряжение на конденса­торе увеличится до 4 В, откроется стабилитрон VD1. Дальнейшее увеличение напряжения на конденсаторе приведет к открыванию транзистора VT2. Это произойдет, когда напряжение на базе будет 7 В. Порог открывания транзистора VT2 задается делителем R5, R6. С открыванием транзистора VT2 начнет проводить транзистор VT4. Коллекторный ток этого транзистора откроет транзистор VT3, который уменьшит порог открывания. Произойдет релаксационный процесс. В результате на выходе схемы будет положительный сиг­нал +20 В. В таком состоянии схема находится до прихода следу­ющего входного импульса амплитудой 5 В и длительностью 0,5 мс. Длительность выходного сигнала определяется постоянной времени R₂C_t, она может достигать значений 5 с.

Управляемый мультивибратор.Генератор (рис. 12.16, а) управ­ляется внешним сигналом положительной полярности. Когда при­ходит управляющий сигнал, мультивибратор формирует сигнал пря­моугольной формы скважностью 2. Частота колебаний не зависит от питающего напряжения при Е = 3 В. Фаза импульсного сигнала привязана к фронту управляющего сигнала. Частоту выходного сигнала можно менять при изменении сопротивления резисторов R2 и R3 (рис. 12.16, б).

Рис. 12.16

Рис. 12.17

 

Релаксатор с регулируемой длительностью импульса. Генератор (рис. 12.17) имеет стабильную длительность выходного импульса. Эта стабильность достигается постоянством тока разряда конден­сатора. Ток разряда конденсатора протекает через транзистор VT2 и определяется резистором R2 и напряжением на базе транзистора VT2. Это напряжение регулируется с помощью резистора R4. Дли­тельность импульса определяется выражением т=U_пС/I, где U_a — напряжение питания; I — коллекторный ток транзистора VT2. Ме­няя емкость конденсатора С, можно перекрыть широкий диапазон длительностей выходного сигнала.

Параллельно-последовательный преобразователь. Генератор (рис. 12.18) формирует на выходе импульс, амплитуда которого превышает напряжение питания. В этой схеме используется прин­цип параллельного соединения конденсаторов С2 — С4 при заряде через резисторы R2, R5 и R9 и последовательного соединения при разряде.

Запускающий импульс включает лавинный транзистор VT1, а затем за счет роста напряжения на коллекторах транзисторов VT2 и VT3 включаются и последующие транзисторы. Конденсаторы С2 — С4 включаются через транзисторы на резистор R10. На выходе появляется импульс с утроенной амплитудой. На резисторе R10 со­противлением 150 Ом амплитуда импульса равна 400 В, а на рези­сторе сопротивлением 75 Ом близка к 300 В. Время нарастания импульса 2 не. Предельная частот J запуска определяется допусти­мой рассеиваемой мощностью транзисторов и постоянной времени зарядной цепи. Длительность запускающих импульсов может ле­жать в пределах от 0,1 до 0,5 икс, амплитуда — от 5 до 20 В.

Рис. 12.18

Рис. 12.19

 

Закрытый релаксатор. Все транзисторы (рис. 12.19) находятся в закрытом состоянии. Конденсатор С заряжен до напряжения 12 В. Когда на вход приходит положительный импульс, транзистор VT2 входит в насыщение и на эмиттер транзистора VT1 передается импульс отрицательной полярности. Транзистор VT1 открывается, и начинается процесс разряда конденсатора через последовательно соединенные резисторы R2 и R3. Падение напряжения на резисторе R2 откроет транзистор VT3. Коллекторный ток этого транзистора удерживает в насыщении транзистор VT2. На выходе появляется положительный сигнал. Проводящее состояние транзистора VT2 удерживается коллекторным током транзистора VT3. Все транзи­сторы будут находиться в проводящем состоянии пока продолжает­ся разряд конденсатора. Процесс разряда конденсатора прекращает­ся, когда на эмиттере транзистора VT1 будет напряжение — 0,6 В. Тогда транзистор VT1 закрывается, что вызывает запирание тран­зисторов VT2 и VT3. Когда транзистор VT2 выходит из насыщения, конденсатор начинает заряжаться через резистор R4, что вызывает появление напряжения на диоде. Это напряжение дополнительно закрывает транзистор VT1. В результате запираются все транзи­сторы.

Длительность импульса прямо пропорциональна емкости кон­денсатора. Указанные на схеме номиналы элементов дают дли­тельность импульса 1 с. Работа релаксатора проиллюстрирована эпюрами напряжений.

Рис. 12.20

Рис. 12.21

 

Релаксатор с запускающим транзистором. Входной сигнал от­рицательной полярности (рис. 12.20, а) амплитудой 2 В и дли­тельностью 10 мкс закрывает транзистор VT3. Положительный перепад напряжения в коллекторе транзистора VT2 закрывает транзистор VT1. За этим последует закрывание транзистора VT2. Конденсатор С1 заряжается через резистор R4. Все время заряда конденсатора транзисторы VT1 и VT2 будут находиться в закры­том состоянии. По мере заряда конденсатора положительное напря­жение в затворе полевого транзистора уменьшается. Когда это на­пряжение сравняется с напряжением на делителе Rl, R2 минус пороговое напряжение полевого транзистора, оба транзистора от­кроются и будут находиться в устойчивом состоянии. На рис. 12.20,6 приведены эпюры напряжений схемы и график зависимости дли­тельности выходного импульса т от сопротивления резистора R4.

Расширитель импульсов с полевым транзистором. Генератор им­пульсов (рис. 12.21, а) построен на двух усилителях. Входной сиг­нал положительной полярности длительностью 10 мкс с амплитудой 3 В закрывает транзистор VT1. За время действия входного сигна­ла конденсатор С1 заряжается до напряжения питания через рези­стор R2 и диод VD2. С прекращением действия входного сигнала транзистор VT1 открывается. Положительный перепад напряжения на конденсаторе С1 закроет транзисторы VT2 и VT3. Конденсатор разряжается через резистор R3. Транзисторы VT2 и VT3 будут на­ходиться в закрытом состоянии до тех пор, пока напряжение в затворе не достигнет порога открывания полевого транзистора. Длительность отрицательного импульса на выходе схемы можно регулировать в широких пределах изменением постоянной времени RsCi. Работа устройства проиллюстрирована на рис. 12.21, б.

Релаксатор на полевом транзисторе. В исходном состоянии транзисторы VT2 и VT3 (рис. 12.22) открыты, а транзистор VT1 закрыт напряжением на диоде, которое возникает от протекающего через транзистор VT3 тока. Входной импульс отрицательной поляр­ности открывает транзистор VT1. Положительный перепад напряже­ния на коллекторе этого транзистора закрывает полевой транзистор VT2. В закрытом состоянии будет и транзистор VT3. Он закрыт напряжением на диоде, которое определяется током транзистора VT1. В таком состоянии схема будет находиться, пока заряжается конденсатор С1 через резистор R2. Когда напряжение на конденса­торе достигнет порога открывания полевого транзистора, потечет базовый ток транзистора VT3. Этот транзистор откроется, а тран­зистор VT1 закроется. Схема вернется в исходное состояние. На выходе формируется импульсный сигнал длительностью 10 с. Дли­тельность выходного сигнала можно регулировать в широких пре­делах при изменении номиналов элементов R2 и С1.

Рис. 12.22

 

МНОГОКАСКАДНЫЕ РЕЛАКСАТОРЫ

Формирователь коротких импульсов. Устройство (рис. 12.23) предназначено для получения коротких импульсов на низкоомной нагрузке. Оно запускается… В начальном состоянии транзисторы VT1 — VT4 закрыты. Вход­ной сигнал… Формирователь работает от входных сигналов на частотах от 5 кГц до 25 МГц. Выходной им­пульс с амплитудой от 5 до 10 В…

Рис. 12.23 Рис. 12.24

 

Управляемый мультивибратор с большим динамическим диапа­зоном. Для перекрытия большого динамического диапазона по ча­стоте в мультивибраторе (рис. 12.25) заряд конденсаторов ОС осу­ществляется через генератор тока. Зарядный ток определяется управляющим напряжением и резисторами R2 и R4. Минимально возможный зарядный ток определяется утечкой транзисторов VT2 и VT3, максимальный ток существует при управляющем напряже­нии, равном напряжению питания. Если при нулевом управляющем напряжении частота мультивибратора меньше 1 Гц, то при макси­мальном напряжении частота будет больше 10 кГц.

В некоторый момент времени транзистор VT1 откроется, а транзистор VT6 закроется. Отрицательный перепад напряжения в коллекторе транзистора VT1 пройдет на базу транзистора VT3 и закроет его. Начинается процесс заряда конденсатора С1 коллек­торным током транзистора VT2. Напряжение на базе транзистора VT3 будет линейно увеличиваться. В определенный момент, когда напряжение на конденсаторе С1 будет равно напряжению источни­ка питания, транзистор VT3 откроется. За этим последует откры­вание транзистора VT6. Отрицательный перепад напряжения в коллекторе этого транзистора закроет транзистор VT4. Будет за­крыт и транзистор VT1. Схема перейдет в новое состояние. Начнет­ся новый полупериод работы мультивибратора.

Рис. 12.25

Рис. 12.26

 

Формирователь высоковольтных импульсов с ОС. Устройство (рис. 12.26) формирует на выходе высоковольтные импульсы от низковольтного источника. Выходной сигнал формируется на кон­денсаторах, которые включаются последовательно с открыванием управляющих транзисторов. Заряжаются конденсаторы параллель­ными цепями. Когда транзисторы VT1 — VT3 закрыты, то токи, про­текающие через диоды VD1 — VD3, открывают транзисторы VT4, VT6 и VT8. Конденсатор С1 заряжается до напряжения 100 В через диоды VD4 и VD7 и открытый транзистор VT4, конденсатор С2 — через VD5, VD6 и VD8, а СЗ — через VD6, VT8 и VD9.

С приходом на базу транзистора VT1 импульса положительной полярности в коллекторе этого транзистора появляется нулевой по­тенциал. Диод VD1 и транзистор VT4 закрываются. Напряжение на конденсаторе С1 будет приложено минусом к эмиттеру транзи­стора VT5. Этот транзистор откроется. Параллельно диоду VD4 будет включен конденсатор С1.

Поскольку транзистор VT5 открыт, то питающее напряжение 100 В подается через резистор R8 на диод VD2. Диод закрывается. Вслед за этим начинается процесс подключения напряжения конден­сатора С2 к выходу. В результате конденсаторы С1 — СЗ будут включены последовательно. На выходе появится импульсный сигнал с амплитудой 300 В.

Рис. 12.27

 

В этом режиме работы достаточно подать управляющее напря­жение на базу транзистора VT1; при этом все каскады срабатывают одновременно. В схеме возможен и другой режим работы, когда управляющие сигналы поочередно подаются в базы транзисторов VT1 — VT3. В этом случае с каждым управляющим сигналом выход­ное напряжение увеличивается на 100 В. Время нарастания выход­ного импульса меньше 1 мс.

Формирователь наносекундных импульсов. Основным узлом генератора (рис. 12.27) являются последовательно включенные транзисторы VT1 — VT3, которые работают в режиме лавинного про­боя. В исходном состоянии эти транзисторы закрыты и конденсатор заряжен до напряжения 450 В. От задающего мультивибратора, собранного на транзисторах VT4 и VT5, импульсы положительной полярности поступают на базу транзистора VT3. Открывание тран­зистора VT3 вызывает пробой транзисторов VT1 и VT2. Конденса­тор С1 разряжается через резистор R6. Если к этому резистору не подключена линия задержки, то на выходе формируется импульс колоколообразной формы с длительностью 20 не и амплитудой 150 В При подключении линии задержки формируется двухпчэляр-ный импульс отрицательная полуволна которого образована отра­жением сигнала в кабеле. Выходной сигнал по форме близок к од­ному периоду синусоиды.

Рис. 12.28

 

Линия задержки.Линия (рис. 12.28) состоит из трех одинако­вых каскадов. Входной сигнал через эмиттерный повторитель VT1 подается на первый каскад. Транзистор VT2 закрыт. Напряжение на коллекторе транзистора VT5 медленно возрастает. Когда это на­пряжение достигнет 5 В, транзистор VT6 открывается. Порог от­крывания транзистора устанавливается делителем R3, R4. Происхо­дит открывание транзистора VT2. Положительное напряжение на коллекторе этого транзистора откроет транзистор VT7. Коллектор­ный ток транзистора VT7 уменьшает пороговый уровень. Происхо­дит лавинообразный процесс. Все три транзистора находятся в проводящем состоянии. С возникновением напряжения в т. 3 начи­нает работать второй каскад. Время задержки включения каскада определяется постоянной времени т = Л₂₅Э Я₂С(, где Й₂|Э — коэф­фициент передачи тока транзистора VT5.

 

РЕЛАКСАТОРЫ НА ЛОГИЧЕСКИХ ЭЛЕМЕНТАХ

Формирователь двухполярных импульсов. Формирователь (рис 1229) построен на двух элементах 2И — НЕ интегральной микросхемы К133ЛАЗ. Входной сигнал… Ограничитель длительности импульса. Формирователь коротких импульсов (рис.…

Рис. 12.29

Рис. 12.30

 

Расширитель импульсов на элементах 2И — НЕ. Преобразова­тель длительности импульса (рис. 12.31, а) состоит из двух элемен­тов интегральной микросхемы К155ЛАЗ. Входной сигнал переклю­чает состояние первого элемента DDL Положительный перепад на­пряжения на выходе этого элемента проходит через конденсатор и переключает элемент DD2. Выходной сигнал элемента DD2 удер­живает элемент DD1 в переключенном состоянии. Это состояние не изменится и после прекращения действия входного сигнала. Ин­тегральные микросхемы будут находиться в этом состоянии до тех пор, пока происходит процесс заряда конденсатора через рези­стор R. По достижении на резисторе напряжения приблизительно 1,2 В элемент DD2 вернется в исходное состояние. За ним после­дует переключение элемента DDL Зависимость длительности выход­ного сигнала от емкости конденсатора является линейной до емко­стей 3 — 4 мкФ (рис. 12.31,6).

Рис. 12.31

Расширитель импульсов.Схема расширителя импульсов (рис. 12.32, а) состоит из двух элементов 2И — НЕ интегральной мик­росхемы К133ЛАЗ, которые выполняют роль формирователей сиг­налов. За время действия выходного сигнала первого элемента конденсатор заряжается через диод. С прекращением действия входно­го сигнала конденсатор начинает разряжаться через резистор R2. Положительный импульс в эмиттере транзистора закроет второй элемент микросхемы. Связь между контактами 2 и 6 уменьшает длительность переднего фронта выходного сигнала. Длительность выходного сигнала зависит от постоянной времени т=R₂С (рис. 12.32, б).

 

Рис. 12.32

 

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НА ОУ И КОМПАРАТОРАХ

Интегратор со сбросом. Схема управляемого генератора (рис. 12.33, а) состоит из интегратора, построенного на ОУ DA1 и порогового устройства — ОУ…

Рис. 12.33

Мостовой формирователь двухполярных импульсов. На вход схемы (рис. 12.34) подается гармонический сигнал с амплитудой 100 мВ. В цепь ООС ОУ включен диодный мост, через который протекает ток, определяемый резисторами R2 и R3. Когда диоды находятся в проводящем состоянии, коэффициент усиления ОУ ра­вен единице. Начиная с определенной амплитуды входного сигнала, диоды переходят в проводящее состояние. В результате резко уве­личивается коэффициент усиления усилителя. Происходит ограни­чение входного сигнала. С помощью резистора R2 можно регули­ровать длительность ti, а резистором R3 — длительность т₂.

Формирователь импульсов на компараторе К521СА2. Формиро­ватель, построенный на компараторе К521СА2 (рис. 12.35), позво­ляет получить сдвинутые сигналы различной полярности.

На рис. 12.35,0 изображена схема, которая позволяет осуще­ствить задержку входного сигнала. В исходном состоянии на ин­вертирующий вход компаратора подано смещение 0,6 В, которое определяется делителем Rl, R2, R4. На выходе компаратора нуле­вой потенциал. С приходом входного сигнала 4 В положительной полярности начинается процесс заряда конденсатора. Напряжение на неинвертирующем входе компаратора медленно нарастает. Как только оно сравняется с напряжением на инвертирующем входе — 1,6 В, компаратор переключится. На выходе установится положи­тельное напряжение. После прекращения действия входного сигна­ла конденсатор быстро разряжается через диод. Компаратор воз­вращается в исходное состояние.

На схеме, изображенной на рис. 12.35, б, компаратор в исход­ном состоянии имеет на выходе положительное напряжение. Вход­ной сигнал отрицательной полярности заряжает конденсатор. В оп­ределенный момент компаратор переключается и на выходе появ­ляется нулевой потенциал. По окончании действия входного сигна­ла компаратор возвращается в исходное состояние.

На рис. 12.35, в изображена схема, где от входного сигнала по­ложительной полярности формируется на выходе компаратора им­пульсный сигнал отрицательной полярности. Схема на рис. 12.35, г позволяет получить задержанный сигнал положительной полярно­сти от входного сигнала отрицательной полярности. Во всех схемах время задержки выходного сигнала определяется выражением

t₃ = R₃C ln(R₁+R₄)/R₁.

 

Рис. 12.34

Рис. 12.35

 

На рис. 12.35, д, е схемы увеличивают длительность выходного сигнала. Это достигается тем, что за время действия входного сигнала конденсатор заряжается до амплитудного значения этого сигнала. После окончания входного сигнала начинается процесс раз­ряда конденсатора через резистор R2. Длительность выходного сиг­нала определяется выражением t_и = R₂C lnU/Eo, где U — амплитуда входного сигнала; £о = 0,6, В — напряжение на инвертирующем входе компаратора.

СЧЕТЧИКИ ИМПУЛЬСОВ

Двоичный счетчик. Счетчик на рис. 12.26, а построен a JK-триггерах. Запуск и сброс триггеров осуществляется отрицатель­ным перепадом сигналов. На… При построении многоразрядных счетчиков необходимо обра­щать внимание на время…

Рис. 12.36

 

Синхронный счетчик. Счетчик (рис. 12.37, а) построен на триг­герах типа JK. Входные импульсы подаются одновременно на все входы триггеров. Прохождение входных импульсов через триггер управляется сигналами от предыдущих триггеров. Существующее количество управляющих сигналов в интегральной микросхеме К155ТК1 позволяет создать четырехразрядный счетчик. Для увели­чения числа разрядов в счетчике необходимо применить дополни­тельные микросхемы, как показано на рис. 12.37,6, в. В этих счет­чиках триггеры срабатывают от положительного перепада входно­го сигнала. В синхронных счетчиках не происходит накопления за­держки выходных сигналов от разряда к разряду.

Рис. 12.37

 

Управляемый счетчик импульсов. Делитель частоты (рис. 12.38, а) построен на трех микросхемах DD1 — DD3. Тактовые импульсы по­даются на Вход 1 (контакт 5). Коэффициент деления счетчика мо­жет быть произвольным. В счетчике устанавливается произвольный код, с которого начинается счет. Внешний код записывается в счет­чик при подаче импульса на вход Уст. «О». Этот импульс проходит через микросхемы DD4.1 и DD4.2 и поступает на входы С микро­схем DD1 — DD3. С приходом этого импульса в микросхемах DD1 — DD3 записывается код, который в этот момент существует на входах VI, V2, V4, V8. С данного кода начинается счет импуль­сов. После того как счетчик достигнет состояния переполнения, на выходе «>9» микросхемы DD3 произойдет спад отрицательного импульса, который проходит через микросхемы DD4 и DD5. Корот­кий импульс отрицательной полярности с выхода микросхемы DD4.I поступает на входы С микросхем DD1 — DD3. В счетчик вдовь за­пишется внешний код.

Если тактовые импульсы подавать на Вход 2, счет будет осу­ществляться в обратном порядке. Входные импульсы будут умень­шать код, записанный в счетчике. Когда в счетчике будет число О, на выходе «<0» микросхемы DD3 возникнет отрицательный пере­пад, который пройдет через микросхемы DD4, DD5 и запишет в счетчик код, установленный на входах VI, V2, V4, V8. С установ­кой кода в счетчике формируется спад выходного импульса.

Установка внешнего кода осуществляется с переключателя или выходными сигналами логических схем. При постоянном коэффи­циенте деления входы внешнего кода можно подключить к «0» или +5 В через резистор 1 кОм. Неподключенные выходы микросхе­мы ограничивают быстродействие счетчика.

Максимальный коэффициент деления счетчика с использовани­ем микросхем К133ИЦ6 составляет 10ⁿ, а с микросхемами К133ИЕ7 — 16ⁿ, где n — число микросхем. Интегральная микросхе­ма К133ИЕ8 позволяет создать счетчик на число 64ⁿ. Схема вклю­чения последней приведена на рис. 12.38,6. Счетчик позволяет по­лучить на выходе импульсы от 1 до 4095 при подаче на вход 4096 импульсов. Входные тактовые импульсы поступают на кон­такт 9. Счет происходит по фронту. В нулевое состояние схемы устанавливаются при подаче на контакт 13 положительного импуль­са. Если на контакт 11 подать высокий логический уровень, то произойдет запрет счета. При подаче на входы VI — V32 положи­тельных потенциалов происходит управление выдачей «отрица­тельных» импульсов на выходе S1 (контакт 5), которые совпадают по времени с входными импульсами. При одновременной подаче потенциалов на входы V8 и V32 на выходе S1 появляется 40 им­пульсов, неравномерно расположенных по времени. На выходе «>63» появляется импульсный сигнал, фронт которого совпадает со спадом 63-го входного импульса, а спад — со спадом 64-го им­пульса.

Рис. 12.38

Рис. 12.39

 

Декадный счетчик. На рис. 12.39 изображен декадный счетчик, построенный на интегральных микросхемах К155ИЕ1. Каждая мик­росхема делит входную последовательность импульсов на 10. По­лярность входных импульсов отрицательная. На выходе формирует­ся импульсный сигнал отрицательной полярности с длительностью, равной длительности входных импульсов.

Делители на интегральной микросхеме К155ИЕ2.Микросхема К155ИЕ2 состоит из триггера со счетным входом и счетчика с ко­эффициентом деления 5. При соединении этих элементов между собой можно получить двоично-десятичный счетчик, работающий в коде 1 — 2 — 4 — 8 (рис. 12.40, а). Полярность входных импульсов по­ложительная. Состояние счетчика переключается в момент заднего фронта импульса.

С помощью этой микросхемы можно построить счетчик с коэф­фициентом деления на 6 (рис. 12.40,6) и на 7 (рис. 12.40, в). В пер­вой схеме после прихода шестого входного импульса к контактам 2 и 3 будет подано положительное напряжение (высокий логический уровень), которое установит в счетчике нуль. Во второй схеме после суммирования шести импульсов счетчик переходит в состоя­ние «9». Очередной входной импульс установит в счетчике состоя­ние «10» или «О».

Двухтактный регистр сдвига. Один триггер в разряде является основным, другой — триггер памяти. Между собой тактовые им­пульсы имеют задержку. Тактовые импульсы, которые идут с за­держкой, должны поступать на основные триггеры. Информацион­ный сигнал переписывается в триггер памяти, а затем списывается с основного (рис. 12.41).

Рис. 12.40

 

Рис. 12.41

 

Глава 13

КОМПАРАТОРЫ, СРАВНИВАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА, ОГРАНИЧИТЕЛИ

Базовым элементом большинства приборов автоматики явля­ются пороговое или сравнивающее устройство. Основой этих уст­ройств является усилитель с… Нелинейные схемы сравнения имеют ПОС. При незначительном переходе исследуемым… Сравнивающие устройства, применяемые в качестве ограничите­лей, имеют ряд специфических особенностей. Эти устройства…

ОГРАНИЧИТЕЛИ

Ограничитель на транзисторах в схеме с ОБ. Устройство (рис. 13.1) ограничивает входной сигнал по двум уровням (±1 В). Эти уровни задаются…

Рис. 13.1 Рис. 13.2

 

Индикатор нуля. На вход индикатора (рис. 13.2) подается си­нусоидальный сигнал с амплитудой больше 1 В. Частота входного сигнала может иметь значения от 0 до 100 кГц. На выходе инди­катора формируются отрицательные импульсы длительностью 50 мкс. Импульсы формируются в тот момент, когда входной сиг­нал проходит через нулевое зна­чение. Отрицательная полуволна входного сигнала через R1 пода­ется на эмиттер транзистора VT3 и открывает его. В это время тран­зистор VT2 находится в закрытом состоянии. Когда на входе суще­ствует положительная полуволна синусоидального сигнала, в откры­том состоянии находится тран­зистор VT1. Транзистор VT2 опять будет закрыт. И только в тот момент, когда оба транзистора VT1 и VT3 закрыты, открывается транзистор VT2. Этот момент наступает при переходе входного сиг­нала через нулевое значение. В индикаторе можно применить ин­тегральную микросхему К198НТ1.

Ограничитель на ОУ. Устройство (рис. 13.3) позволяет менять уровень ограничения сигнала. На Вход 1 подается переменный сиг­нал, а на Вход 2 — напряжение, соответствующее уровню ограни­чения. При задании нулевого порога на инвертирующем входе ОУ резистор R2 можно не ставить. Максимальная амплитуда входного сигнала 3 В. Ограничитель работает на частотах не более 1 МГц.

Рис. 13.3 Рис. 13.4

Рис. 135

 

Однополярный ограничитель. Входной сигнал (рис. 13.4) одно­временно поступает на два ОУ, но на разные по полярности входы. ПеЪвый усилитель ограничивает входной сигнал с уровня Е₁, а вто-Р0и усилитель — с уровня Е₂. Эти уровни можно в широких пре-Д£лах менять. В частном случае, когда £| = £₂=0, ограничитель фиксирует момент перехода входного сигнала через нуль.

Двухуровневый компаратор. Приведенная на рис. 13.5, а схема включения сдвоенного компаратора позволяет выделить входной сигнал, лежащий между двумя уровнями. Эти уровни могут регу­лироваться в широких пределах. Если входной сигнал меньше зна­чения ei, на выходе присутствует положительное напряжение. Ана­логичное напряжение будет и при превышении входным сигналом значения £₂. В промежутке между уровнями ei и £₂ на выходе бу­дет сигнал, близкий к нулевому. Аналогичную схему (рис. 13.5, б) можно построить на двух ОУ. Однако она будет значительно усту­пать по быстродействию интегральной микросхемы К521СА1.

Ограничитель на интегральной микросхеме К284ПУ1. В качест­ве усилителя в микросхеме (рис. 13.6, а) использован бескорпус­ный твердотельный ОУ типа К740УД1. Элементы коррекции раз­мещены внутри интегральной микросхемы. Амплитудно-частотная характеристика усилителя приведена на рис. 136, а. Коэффициент усиления равен (1,2 — 8)10⁴. Напряжение смещения не превышает 7,5 мВ. Разность входных токов не превышает 0,5 мкА, а входные токи — 1,5 мкА. Максимальный входной синфазный сигнал равен 8 В. Максимальный дифференциальный входной сигнал +5 В, Входное сопротивление около 50 кОм. Коэффициент ослабления синфазного входного напряжения более 65 дБ. Температурный дрейф напряжения смещения 6 мкВ/град. Температурный дрейф разности входных токов 1,5 нА/град. Скорость нарастания выходно­го сигнала 1 В/мкс. В микросхеме введены два стабилитрона с на­пряжением стабилизации 10 В. Стабилитроны включены навстречу друг другу с дифференциальным сопротивлением 220 Ом и макси­мально допустимым током 2 мА.

На рис. 13.6, б приведена схема двухполярного ограничителя на основе К284ПУ1. Максимальная амплитуда выходного сигнала рас­считывается по формулам

где R_В = 143 кОм; U_д = 0,7 В — прямое падение напряжения на внут­реннем диоде.

На рис. 13.6, в, г показаны две схемы ограничителей входного сигнала положительной полярности, а на рис. 13.6, д, е — ограни­чители отрицательной полярности.

 

Рис. 136

Ограничитель с динамическим сопротивлением. Порог открыва­ния первого транзистора (рис. 13.7, а) устанавливается делителем R4, R6. В эмиттер включен транзистор VT3. Когда входное напря­жение превысит установленный порог, транзисторы VT1 и VT2 от­крываются и происходит лавинообразный процесс Коллекторный ток транзистора VT2 переводит транзистор VT3 в насыщение По­роговое напряжение уменьшается до нуля. Через базовую цепь транзистора VT1 будет протекать большой ток, который переведет транзисторы VT1 и VT2 в насыщение. При уменьшении входного напряжения транзисторы VT1 и VT2 выходят из насыщения При малых токах транзистора VT2 увеличивается напряжение на кол­лекторе транзистора VT1. В результате схема возвращается в исходное состояние. Переходные характеристики ограничителя приве­дены на рис. 13.7, б.

Ограничитель базового тока. Ограничитель (рис. 138, а) охва­чен ПОС через резистор R3. За счет этого ограничитель имеет пе­редаточную характеристику гистерезисного типа. Ширину гистере-знсной петли можно регулировать резистором R1. С увеличением сопротивления этого резистора верхняя граница петли гистерезиса увеличивается. Нижняя граница не меняется при изменении сопро­тивления любых резисторов. Она определяется порогом открыва­ния транзистора VT1. Кроме того, на гистерезис влияет сопротив­ление резистора R4. При сопротивлении резистора R4, равном 3 кОм, меняется характер работы устройства, гистерезис исчезает. Ограничитель обладает большим коэффициентом усиления, в пер­вую очередь определенным сопротивлением резистора R2. На рис. 13.8, б приведены переходные характеристики ограничителя.

Рис. 13.7

 

Ограничитель на ОУ со стабилизацией нуля. Для исключения временного и температурного дрейфа нуля ОУ в схему ограничите­ля (рис. 13.9) введены два транзистора. Выходные сигналы транзи­сторов объединяются и фильтруются с целью выделения постоянной составляющей. При подаче на вход гармонического сигнала на вы­ходе сбалансированного ОУ должен быть прямоугольный сигнал с равными положительными и отрицательными полупериодами. На выходе фильтра при этом постоянная составляющая будет отсутствовать. При разбалансе ограни­чителя возникает разница в дли­тельностях полупериодов. На вы­ходе фильтра выделяется посто­янная составляющая, которая из­меняет режим ОУ. Постоянная времени фильтра выбрана так, чтобы фильтр не пропускал со­ставляющие с частотами, кратны­ми частоте входного сигнала. Дрейф нуля уменьшается до 10 мкВ за 1 ч. Включение коррек­тирующих элементов ОУ можно найти в гл. 1.

Рис. 13.8 Рис. 13.9

 

Ограничитель высокочастотных сигналов. Ограничитель сигналов с частотами до 5 МГц (рис. 13.10, а) можно построить на микро­схеме К228СА2 (рис. 13.10, б). Чувствительность схемы зависит от частоты (рис. 13.10, б). Ограничитель имеет парафазный выход. Максимальный уровень выходного напряжения не менее 2,8 В, а минимальный уровень — не более 0,4 В. Входной ток менее 40 мкА.

 

Рис. 13.10

 

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ФОРМЫ СИГНАЛА

Транзисторная схема триггера Шмитта. Триггер Шмитта (рис. 1311, а) является двухкаскадным усилителем с нелинейной ПОС. Когда на входе напряжение…

Рис. 13.11

 

В результате потенциалы базы и эмиттера транзистора VT2 будут равны. Транзистор VT2 закроется. На выходе установится напря­жение, равное напряжению питания.

При уменьшении входного напряжения транзистор VT1 вы­ходит из режима насыщения. Наступает лавинообразный процесс. Эмиттерный ток транзистора VT2, создающий закрывающее на­пряжение на резисторе R3, ускоряет закрывание транзистора VT1. В результате триггер возвращается в исходное состояние. Основ­ные характеристики схемы показаны на рис. 13.11, б.

Рис. 13.12

 

Триггер Шмитта на ОУ. Здесь (рис. 13.12, а) в качестве порого­вого элемента используется ОУ с ПОС. Связь зависит от сопро­тивлений резисторов. Для простоты расчета основных характери­стик схемы можно принять R1 равным 10 Ом. После того как бу­дут рассчитаны резисторы R2 и R3, можно все номиналы пропор­ционально умножить на коэффициент, который обеспечит подходящие сопротивления резисторов. Резисторы R2 и R3 рассчитываются по формулам

Однако сопротивления резисторов не должны превышать 1/10 вход­ного сопротивления ОУ. Эпюры входного и выходного напряже­ний приведены на рис. 13.12, б.

Рис. 13.13

 

Гистерезисная пороговая схема на ОУ. Для выбора параметров схемы (рис. 13.13) следует предположить, что входное сопротивле­ние усилителя значительно больше сопротивлений применяемых резисторов, а выходное сопротивление значительно меньше сопро­тивления нагрузки. При равенстве E₁=E₂ можно написать Ei=E₂= = R₂E_н/(R_l+R₂). Значение E₂ определяется как E₂=R_A/(R₃+R_t)Ea+ +R₃/(R₃+R₄)E_O. Приравнивая эти уравнения, получим E_В=

Нулевое напряжение смещения получается при условии R₁R₂/(R₁+R₂)=R₃R₄/(R₃+R₄). Напряже­ния, при которых схема переходит из одного состояния в другое, определяется из уравнений

С помощью этих выражений получим R₄=R₃(E_ol — E₀₂)/(U₁ — U₂).

Гистерезисные схемы на усилителе К284УД1. На рис. 13.14 при­ведены четыре схемы на ОУ К284УД1, которые имеют передаточ­ные характеристики гистерезисного вида. Основные параметры ха­рактеристик можно рассчитать по следующим формулам.

Для схемы рис.

U_см — напряжение смещения микросхемы; E₀, E_max, E_min, U_см берутся с учетом знака.

 

Рис. 13.15

Рис. 13.16

 

Ограничитель с управляемыми порогами срабатывания. Усили­тель-ограничитель построен на трех ОУ (рис. 13.15) и создает вы­ходной сигнал, пропорциональный входному сигналу до тех пор, пока входной сигнал находится между уровнями ограничения. По­роги ограничения устанавливаются на входе ОУ DA2 и DA3. Когда выходной сигнал превышает эти уровни, открывается один из уси­лителей и через диод подается сигнал ООС на вход ОУ DA1. Коэф­фициент усиления ОУ DA1 резко уменьшается. Происходит ограни­чение входного сигнала. Уровни ограничения в интегральных ми­кросхемах могут меняться от нуля до максимально допустимого на­пряжения на входе ОУ.

Двухполярный ограничитель на интегральной микросхеме. В ог­раничителе (рис. 13.16) пороговыми элементами являются два тран­зистора. Уровни ограничения устанавливаются напряжением на ба­зах. Когда входной сигнал меньше 0,3 В (при уровнях ограниче­ния ±3 В), он полностью передается на выход ОУ с коэффициен­том усиления 10. При превышении входным сигналом этого значе­ния открывается транзистор и коэффициент усиления резко умень­шается. Положительная полярность входного сигнала ограничива­ется транзистором VT2, а транзистор VT1 ограничивает отрица­тельную полярность входного сигнала. Уровни ограничения можно менять в широких пределах: от нуля до максимального выходного сигнала интегральной микросхемы.

Односторонние ограничители.В ограничителях (рис. 13.17) цепь ООС состоит из нелинейных элементов. Для положительного вход­ного сигнала применяется схема рис. 13.17, а, а для отрицательного сигнала — рис. 13.17, б. Когда напряжение на выходе ОУ не пре­вышает напряжения пробоя стабилитрона, выходной сигнал линей­но зависит от входного сигнала с коэффициентом передачи R₂/R₁. Когда напряжение на выходе ОУ больше напряжения пробоя ста­билитрона, происходит ограничение. В этом случае коэффициент передачи ОУ резко падает до (r_д+r_с)/R₁, где r_Д, r_с — внутренние со­противления диода и стабилитрона. Порогом ограничения можно управлять с помощью напряжения Е. Это напряжение можно ме­нять в широких пределах, причем уровень ограничения может уве­личиваться, уменьшаться и даже менять знак. В приведенной схеме можно использовать ОУ различных типов.

Рис. 13.17

Рис. 13.18

 

Двухсторонний ограничитель. Схемы (рис. 13.18) имеют два порога ограничения. Один порог ограничения определяется напря­жением пробоя стабилитрона, а второй зависит от падения напря­жения на открытом стабилитроне. Прямое падение напряжения стабилитрона близко к значению 0,7 В. Если в схеме (рнс. 13.18, а) управляющее напряжение имеет положительную полярность, то уровень пробоя стабилитрона уменьшается. При отрицательной по=-лярности управляющего напряжения происходит смещение напря­жения пробоя стабилитрона в прямом направлении и тем самым повышается нижний уровень ограничения.

При всех значениях управляющего напряжения на входе появ­ляется постоянная составляющая, которая иногда может привести к нежелательным последствиям. Чтобы исключить влияние управля­ющего напряжения на вход, в схеме (рис. 13.18, б) применена токо­вая регулировка порогами ограничения. Напряжение на выходе ме­няется в зависимости от управляющего сигнала U_ВЫХ= (R₂/R₃)E. На инвертирующем входе напряжение остается равным нулю. Ме­няя полярность Е, можно устанавливать разные уровни ограниче­ния. В ограничителе можно применить различные ОУ.

Ограничитель с динамическим порогом. Операционный усили­тель, являющийся основным элементом ограничителя (рис. 13.19), имеет две цепи ООС: положительная полярность входного сигнала проходит через диод VD2 и резистор R3, а отрицательная поляр­ность — через VD1 и R2. На выходе включен интегрирующий фильтр с общей для обеих цепей емкостью, на которой выделяется разностная постоянная составляю­щая. Если входной сигнал сим­метричен относительно нулевого значения, то на конденсаторе при R4 — R5 будет нулевой потенциал. При возникновении асимметрии постоянная составляющая, выде­ленная на конденсаторе будет дей­ствовать на инвертирующем входе ОУ. Это напряжение будет по­рогом ограничения входного сиг­нала. Продолжительность дейст­вия порога ограничения зависит от времени разряда конденсатора через резисторы R4 и R5. Если параллельно резисторам R4 и R5 включить диоды, то можно разде­лить цепи разряда и заряда конденсатора.

Рис. 13.19 Рис. 13.20

 

«Гистерезисный» ограничитель. Для рассмотрения работы огра­ничителя (рис. 13.20) положим E = 0. На стабилитроне за счет ПОС устанавливается напряжение U_c. На неинвертирующем входе при­сутствует пороговое напряжение, равное U₀= (R₁/R₂) U_c. При пре­вышении входным сигналом напряжения U₀ ОУ переключается. На выходе появляется сигнал отрицательной полярности. Положитель­ная обратная связь отключается. В исходное состояние ОУ возвра­щается при нулевом входном сигнале.

Для напряжения U_C>E>0 ОУ переключается при напряжении на входе U₁ — E+(R₁/R₂)U₀. В исходное состояние ОУ возвращает­ся при входном сигнале, равном Е. Если E>U_C, то ОУ работает как ограничитель входного сигнала с порогом E. При замене стаби­литрона транзистором с регулируемым базовым напряжением мож­но получить ограничитель с меняющейся границей переключения.

Ограничитель на стабилитронах. Ограничитель низкочастотных сигналов состоит из ОУ, коэффициент усиления которого опреде­ляется отношением сопротивлений резисторов R₂/R₁, и двумя стаби­литронами, включенными навстречу друг другу (рис. 13.21, а). Этот ограничитель из-за большой емкости стабилитронов удовлетвори­тельно работает с сигналами, частоты которых меньше 5 кГц. Для ограничения сигналов, частоты которых лежат выше 100 кГц, луч­ше использовать схему на рис. 13.21, б. Здесь стабилитрон включен в диагональ моста и через него протекает ток. В этом режиме стабилитрон находится в области малого внутреннего сопротивле­ния и влияние его емкости значительно ослаблено. В результате на порядок увеличивается частотный диапазон ограничителя. Темпера­турный дрейф первого ограничителя равен 10 мВ/град, а второго — 1 мВ/град.

Рис. 13.21

Рис. 13.22 Рис. 13.23

 

Преобразователь синус-меандр. Формирователь (рис. 13.22) преобразует напряжение синусоидальной формы в импульсное. Ам­плитуда прямоугольного выходного сигнала прямо пропорциональ­на амплитуде гармонического сигнала. Входной сигнал (более 0,5 В) проходит через диод VD2 и заряжает конденсатор С1. Постоянное напряжение на этом конденсаторе служит напряжением питания для транзистора. Входной сигнал проходит в базовую цепь транзи­стора через резистор R2. С частотой входного сигнала переключа­ется транзистор. Для улучшения фронта прямоугольного импульса параллельно резистору R2 включен конденсатор. Максимальная ра­бочая частота формирователя равна 20 кГц.

Ограничитель гармонического сигнала. Устройство (рис. 13.23) преобразует гармонический сигнал в импульсный. Отрицательная полуволна гармонического сигнала через диод VD2 заряжает кон­денсатор. За это время открывается транзистор. Положительная полуволна закрывает транзистор. В результате постоянное напря­жение на конденсаторе преобразуется транзистором в переменное. Частота следования импульсов определяется частотой входного сиг­нала. Минимальный сигнал, с которого начинается преобразование, равен 200 мВ.

 

ПОРОГОВЫЕ УСТРОЙСТВА

Многопороговое устройство.Для формирования сдвину­тых во времени сигналов применяется устройство (рис. 13.24) с десятью пороговыми уровнями. Уровни… Устройство с малой петлей гистерезиса. В схеме сравнения двух напряжений (рис.…

Рис. 13.24

 

Преобразователь гармонического сигнала в прямоугольный. Преобразование сигнала (рис. 13.26) осуществляется за счет насы­щения транзисторов. Положительная полуволна входного сигнала шунтируется диодои VD1. Отрицательная полуволна открывает транзистор VT1. Коллекторный ток этого транзистора открывает транзистор VT2. Отрицательное напряжение 5 В проходит через диоды VD2 и VD3 и подается на выход. Когда на входе будет по­ложительная полуволна, транзистор VT2 закрыт. Положительное напряжение на коллекторе откроет транзистор VT3. В эмиттерной цепи этого транзистора появляется положительное напряжение.

Рис. 13.25

 

Выходное сопротивление устройства для однополярного сигнала менее 500 Ом, а для двухполярного — 20 кОм; частота входного сигнала 1 кГц, амплитуда 5 В.

Ограничитель-дискриминатор. Устройство (рис. 13.27) имеет регулируемый порог ограничения. Входной сигнал с амплитудой 1 В может быть разделен на две составляющие. При установке на входе 10 напряжения 1 В на выход проходит сигнал положитель­ной полярности. Установкой на входе 10 напряжения — 1 В на вы­ходе формируется сигнал отрицательной полярности.

Рис. 13.26

Рис. 13.27

Рис. 13.28

Рис. 13.29

 

Разделитель сигна­лов. Устройство (рис. 13.28) позволяет разде­лить положительные и отрицательные полувол­ны сигнала при сохране­нии уровня постоянной составляющей. Отрица­тельная полярность вход­ного сигнала открывает транзистор VT1 и тем самым эта полуволна срезается на выходе. На­против, положительная полярность сигнала закрывает транзистор VT1, она проходит на выход схемы. Вторая половина схемы рабо­тает аналогичным образом и пропускает отрицательную полуволну. Чтобы избежать падения напряжения на резисторах R1 и R2, со­противление нагрузки должно иметь большое значение. Резистор R8 является коллектерной нагрузкой для обоих транзисторов. Гра­ничная частота определяется емкостью конденсаторов С1 и С2. Для указанных номиналов частота равняется 5 кГц.

Пороговое устройство. В пороговом устройстве (рис. 13.29) ис­пользуются элементы ИЛИ/ИЛИ — НЕ. Через резистор R2 в схему вводится ПОС, а резистор R1 развязывает источник сигнала от входа схемы. В зависимости от отношения сопротивлений резисто­ров R₁/R₂ схема обладает различной шириной тистерезисной петли. Кроме указанной микросхемы, в схеме могут применяться инте­гральные микросхемы серии К137 и К138.

Сравнивающее устройство.Сравнивающее yqTpoflcTBO (рис. 13.30) вырабатывает выходной сигнал, длительность которого равна дли­тельности превышения одного входного сигнала над другим. Диф­ференциальные усилители включены последовательно один за дру­гим и работают в режиме ограничения сигнала, рассогласования. Количество включенных последовательных усилителей определяет ширину зоны нечувствительности устройства.

Рис. 13.30

Рис 13.31

 

При изменении напряжения питания на ±10 % ширина зоны нечувствительности не более 1 мВ Дрейф порога срабатывания не более 15 мкВ/град в диапазоне температур 20 — 70°С Максималь­ная амплитуда входного сигнала ±2 В, диапазон рабочих частот О — 500 кГц Выходной сигнат более 4 В

Компараторы на микросхемах К133ЛАЗ.Компаратор (рис 13.31, а) построен на одном элементе 2И — НЕ интегральной микросхемы К133ЛАЗ Порог срабатывания микросхемы зависит от отрицательного напряжения на выводе 7 Схема одного элемен­та 2И — НЕ, входящего в К133ЛАЗ, и передаточная характеристи­ка схемы рис 13.31, с при различных пороговых напряжениях по­казана на рис 13.31, в При нулевом напряжении на входе компа­ратор переключается с уровня Е= — 1,25 В Напряжение срабаты­вания компаратора менее 100 мВ Время включения компаратора 40 не, а выключения — 60 не Поскольку в микросхеме имеются че­тыре логических элемента, то ток, протекающий через контакт 7, будет являться суммарным Для всех четырех логических элемен­тов уровень срабатывания одинаков

Компаратор на рис 13.31, б построен на четырех логических элементах Все элементы находятся в режиме, близком к линейно­му Это достигнуто введением резисторов R3 — R6 Передаточная характеристика элемента 2И — НЕ в зависимости от сопротивления на его входе показана на рис 1331, г Регулировкой входного со­противления можно управлять напряжением на выходе элемента.

Рис 13.32

Входной сигнал подается в точку, где напряжение равно нулю Этот уровень устанавливается резистором R2 Время включения и выключения компаратора определяется временем переключения одного элемента Один элемент имеет время задержки включения не более 18 не, а время задержки выключения не более 36 не Чув­ствительность схемы составляет 1 — 2 мВ

Компаратор на логических элементах. Компаратор напряжения построен на двух логических элементах микросхемы К133ЛАЗ На рис 1332, а изображена схема, в которой сравниваются два напря­жения На Вход 1 подается эталонное напряжение, а на Вход 2 — исследуемое Чувствительность схемы равна 5 мВ Если сигнал в точке соединения резисторов R1 — R3 меньше 3 мВ, то на выходе су­ществует постоян шй уровень 2 В При сигнале с напряжением 4 мВ формируется отрицатечьный импучьс (рис 1332, в), а сигнал с напряжением 5 мВ вызывает появление положительного им­пульса

Для управления порогом срабатывания компаратора (рис 1332, б) на вход 2 элемента DD1 подается напряжение Это напряжение определяет порог срабатывания схемы как для по­ложительных, так и лля отрицательных попярностей входного сиг­нала Двухполяоныи выходной сигнал формируется от гармониче­ского входного сигнала с амплитудой 4 мВ Точная настройка схе­мы позволяет увеличить чувствительность до 1 мВ Однако в этом случае выходной сигнал меняется от +2 до 0 В

Дифференциальная схема компаратора.Компаратор (рис 1333) построен по дифференциальной схеме Чувствительность схемы со­ставляет 1 мВ при времени переключения менее 50 не Высокое бы­стродействие и большая чувствительность схемы достигнуты за счет того, что все интегральные микросхемы находятся в режиме, близком к линейному, что обеспечивается правильным выбором со­противлении резисторов Порог срабатывания можно регулировать в пределах ±100 мВ при подаче напряжения на один из входов Кроме того, управлять порогом срабатывания можно и с помощью потенциометра R6 В этом случае пределы регулировки расширя­ются до 0,5 В Можно и дальше увеличивать порог срабатывания схемы, если уменьшать сопротив­ление резистора R2. Предельным уровнем является напряжение 1,4 В выводах 2, 4 (при дальней шем повышении напряжения чувствительность схемы резко падает). Интегральные микросхемы компараторов. Микросхемы К521СА1 и К521СА2 являются компараторами напряжения (рис. 13.34, а, б). Микросхема К521СА1 — сдвоенный компаратор. Стробирование по каждому каналу позволяет поочередно опрашивать оба компарато­ра. Амплитуда стробнрующего импульса 6 В. По электрическим па­раметрам компараторы подобны. Коэффициент усиления компара­торов меняется от температуры (рис. 13.34, в) Изменение входного тока от температуры показано на рис. 13.34, г. Быстродействие ком­параторов зависит от амплитуды входного сигнала. Эпюры сигналов включения и выключения компаратора показаны на рис. 13.34, д, е. Электрические схемы включения приведены на рис. 13.34, ж, з. Максимальная чувствительность компаратора дости­гается, когда напряжение на резисторе R2(R3) равно 100 мВ. Вы­сокий логический уровень на выходе соответствует напряжению 2,5 — 5 В, а низкий — напряжению 0,3 В

Рис 13.33 Рис. 13.34

 

Глава 14

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ

Преобразователи частоты осуществляют перенос спектра исследуемого сигнала из одной части частотного диапазона в дру­гую. Они применяются в приемных… Наиболее перспективными преобразователями являются балансные. Эти… К преобразователям частоты следует отнести также схемы, осу­ществляющие умножение и деление частоты гармонического…

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НА ТРАНЗИСТОРАХ

Смеситель на полевом транзисторе. В схеме (рис. 14.1, а) полевой транзистор с квадратичной зависимостью тока стока от на­пряжения затвор — исток… Последовательный смеситель. Смеситель (рис. 14.2, а) постро­ен на двух полевых…

Рис. 14.1

 

Рис. 14.2

Рис. 14.3

 

Смеситель работает в диапазоне звуковых частот. На частотах свы­ше 500 кГц начинают сказываться межэлектродные емкости, кото­рые уменьшают коэффициент передачи смесителя. На рис. 14.2, б приведена передаточная характеристика смесителя.

Параллельный смеситель.В смесителе (рис. 14.3, а) перемноже­ние двух сигналов осуществляется за счет квадратичной зависимо­сти тока стока от напряжения затвор — исток полевых транзисто­ров. Для выравнивания параметров транзисторов включен балан­сирующий резистор R2. Оба входа смесителя являются идентичны­ми. Устройство работает с нулевых частот. На рис. 14.3, б приведе­на передаточная характеристика смесителя.

Смеситель с перекрестными связями. Балансный смеситель (рис. 14.4) позволяет подавить составляющие с частотой сигнала ге­теродина, который подается на Вход 2. Регулировка баланса осу­ществляется резистором R2. Когда на входе 2 действует положи­тельная полуволна, то транзистор VT1 открывается, а транзистор VT2 закрывается. В коллекторе транзистора VT1 появляется им­пульс отрицательной полярности. При отрицательной полярности входного сигнала состояние транзисторов меняется и в коллекторах будет также отрицательный сигнал. В результате этого на выходе происходит удвоение частоты входного сигнала. Аналогичный про­цесс наблюдается и для сигнала, действующего на Входе 1. При од­новременном действии двух сигналов на выходе образуется смесь частот. Комбинационные сигналы на выходе представляют собой верхнюю и нижнюю боковые частоты входных сигналов — четные гармоники входного и гетеродинного сигналов. Устройство работает от низкоомного источника. Амплитуду сигнала гетеродина жела­тельно брать на порядок больше амплитуды входного сигнала.

Рис. 14.4 Рис. 14.5

Рис. 14.6

 

Балансный смеситель на биполярных транзисторах.Балансный смеситель (рис. 14.5) построен на транзисторах VT2 и VT3. Тран­зисторы VT1 и VT4 являются змиттерными повторителями. Для получения подавления несущей частоты на выходе смесителя необ­ходимо в эмиттере транзистора VT4, в базу которого подается сиг­нал гетеродина, иметь постоянный потенциал 0,3 В. В этом случае в коллекторах транзисторов VT2 и VT3 амплитуды положительных и отрицательных полуволн сигнала гетеродина будут равны. Это связано с тем, что у транзистора разные уровни открывания при прохождении сигнала через базовую или через эмиттерную цепь. Смеситель начинает работать от сигналов с амплитудой более 0,5 В. Подавление несущей частоты более 50 дБ. Схема работает в широком диапазоне частот. Для сигналов с частотой более 10D кГц целесообразно в коллекторах транзисторов иметь резонанс­ный контур. Для низкочастотных сигналов контур следует заменить на резистор 2 кОм с параллельным конденсатором.

Балансный смеситель на двух транзисторах. Смеситель (рис. 14.6, а) построен на двух транзисторах, которые периодиче­ски открываются в зависимости от полярности сигнала гетеродина, подключенного ко Входу 2. В коллекторах транзисторов присутст­вует продетектированный сигнал гетеродина. Равномерность ампли­туды этого сигнала осуществляется регулировкой резистора R2.

Рис. 14.7

Рис. 14.8

 

При тщательной настройке схемы на выходе существует сигнал с двойной частотой гетеродина. Преобразуемый сигнал поступает на Вход 1. Он модулирует выпрямленный сигнал гетеродина. Вы­ходной сигнал с разностной частотой выделяется фильтром R7, R8, СЗ, C4. Устройство работает от десятков герц и выше. На рис. 14.6,6 приведена передаточная характеристика смесителя.

Смеситель на двухзатворном транзисторе. Смеситель (рис. 14.7) работает в широком диапазоне частот. На частоте 50 МГц коэффи­циент преобразования более 8 при амплитуде гетеродина 1 В. Ди­намический диапазон может превышать 60 дБ. Он зависит от типа применяемого транзистора. Коэффициент перекрестных искажений в каскаде менее 1 %, а коэффициент гармоник на промежуточной частоте 1 МГц менее 0,5%.

Балансный смеситель на полевых транзисторах.Балансный сме­ситель (рис. 14.8) преобразует частоту входного сигнала за счет квадратичности вольт-амперной характеристики. Входной сигнал с частотой 100 МГц преобразуется в сигнал с частотой 25 МГц. По­лоса пропускания выходного контура составляет 200 кГц. Амплиту­да сигнала гетеродина равна 1,5 В. Динамический диапазон вход­ных сигналов составляет 60 дБ при коэффициенте шума около 10 дБ. Коэффициент преобразования смесителя оавен 8.

 

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НА МИКРОСХЕМАХ

 

Смеситель на ОУ. Смеситель (рис. 14.9) построен на двух ОУ. Оба входа смесителя равнозначны. Усилители имеют одинако­вые коэффициенты усиления, равные 10. На любой из входов мож­но подавать сигналы гетеродина и преобразуемый. При высокой сте­пени совпадения коэффициентов усиления можно получить подавле­ние сигналов основной частоты более 80 дБ. Для сигнала гетероди­на 50 мВ и входного сигнала 20 мВ выходной сигнал равен 50 мВ. Смеситель работает в широком диапазоне частот, начиная с очень низких частот. Верхняя граничная частота определяется предельной частотой работы ОУ.

Смеситель на интегральной микросхеме К122УД1Б.В смесите­ле (рис. 14.10, а) контур L1, С5, С6 настроен на промежуточную ча­стоту. Полоса пропускания контура около 50 кГц на частоте 465 кГц. Коэффициент усиления на этой частоте равен 3, а на частоте 20 МГц — 1,6. Оптимальный режим преобразования достига­ется при напряжении гетеродина 50 мВ. На рис. 14.10, б приведена зависимость коэффициента передачи смесителя от напряжения гете­родина и частоты.

Рис. 14.9

 

Преобразователь частоты на интегральной микросхеме К157УС2. В преобразователе (рис. 14.11) частота гетеродина определяется параметрами контура L3, С9. Для устранения паразитных колеба­ний в гетеродине включена цепочка R3, С8. Контур L2, С4, под­ключенный к выводам 10, 12 микросхемы, настраивается на про­межуточную частоту. Коэффициент усиления в режиме преобразо­вания находится в интервале 150 — 350. Коэффициент шума на про­межуточной частоте не более 6 дБ. Гетеродин, настроенный на ча­стоту 15 МГц, выдает сигнал с амплитудой 300 — 450 мВ. Для уп­равления коэффициентом усиления по входу 13 подается сигнал АРУ с напряжением от 0 до 6 В. Для микросхемы К157УС2Б часто­ту гетеродина можно повысить до 25 МГц.

Преобразователь частоты на интегральной микросхеме К235ПС1. Преобразователь (рис. 14.12) имеет в диапазоне частот 10 — 100 МГц коэффициент усиления 0,02. Динамический диапазон входного сигнала равен 60 дБ при чувствительности 10 мкВ. Пере­стройка преобразователя по частоте осуществляется конденсато­ром С2 и индуктивностью L1.

Рис. 14.10 Рис. 14.11

Рис. 14.12 Рис. 14.13

Рис 14.14

Рис. 14.15

 

Смеситель на интегральной микросхеме К140МА1. Смеситель-перемножитель сигналов на микросхеме К140МА1 (рис. 14.13) ра­ботает до частот 50 МГц. Исследуемый сигнал подается на Вход 1. Опорный сигнал с амплитудой 100 мВ и частотой 20 МГц дейст­вует на Вход 2. На выходе имеем парафазный сигнал с частотами todbcoo. Точность перемножения сигналов составляет 5 — 10%. Ам­плитуда входного сигнала может меняться от 0 до 0,3 В.

Смеситель-гетеродин тракта ЧМ. Преобразователь построен на основе интегральной микросхемы К224ЖА1 (рис. 14.14, а). Гетеро­дин построен по схеме емкостной трехточки (рис. 14.14, б). Сигнал гетеродина снимается с отвода индуктивности и подается в эмит­тер транзистора смесителя через конденсатор С5. Напряжение ге­теродина равно 100 — 150 мВ. При этом сигнале коэффициент усиле­ния преобразователя максимален. С помощью конденсатора СЗ можно менять частоту гетеродина в пределах 30 — 50 МГц. Индук­тивность L1 имеет 6 витков, диаметр 7 мм, провод ПЭВ-0,51. Ко­эффициент усиления равен 0,14. На основе микросхемы К224ЖА1 можно создать устройства с оабочей частотой до 100 МГц.

Смеситель-гетеродин тракта AM. Преобразователь построен на основе интегральной микросхемы К224ЖА2 (рис. 14.15, а). Гетеро­дин (рис. 14.15, б) собран на контуре LI C1. Сигнал гетероди-на через конденсатор СЗ поступает на вход смесителя. На другой вход смесителя подается входной сигнал. Смеситель нагружается на контур L3, С5, который настро­ен на частоту 2 МГц. Микро­схема имеет следующие пара­метры: -крутизна смесительно­го каскада для 10 МГц и R„=10О Ом равна 18 мА/В. Входное сопротивление 150 Ом. Диапазон рабочих частот 0,15 — 30 МГц. Неравномер­ность частотной характеристи­ки в этом диапазоне частот б дБ.

Рис. 14.16 Рис. 14.17

Смеситель с перестраивае­мым гетеродином.Интеграль­ная микросхема K224ЖА2 (рис. 14.16) выполняет функции смесителя и гетеродина. Контур гетеродина состоит из катушки L1 и емкости варикапа VD. Контур настроен на частоту 100 МГц. Сигнал гетеродина подается на вход смесителя через емкость монтажа микросхемы и через конденсатор С2. Нагрузкой преобразователя является контур L2C5, настроенный на промежуточную частоту 5 МГц.

Эффективный смеситель.В основу смесителя положена интег­ральная микросхема К237ЖА1 (рис. 14.17, а). Напряжение пита­ния смесителя (рис. 14.17, б) равно 5 В. Диапазон рабочих частот 0,15 — 15 МГц. Коэффициент усиления в режиме преобразования между выводами 10 и 12 равен 150 — 350. Коэффициент шума на промежуточной частоте равен 6 дБ. Напряжение гетеродина между выводами 2 и 5 равно 300 — 450 мВ. Частота гетеродина определя­ется параметрами контура L2C7. Контур L3, С6 настраивается на промежуточную частоту 465 кГц, на эту же частоту настраивается и контур L1C1.

 

УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ

Удвоитель на составном каскаде. Устройство (рис. 14.18) собрано на двух транзисторах разной проводимости. В исходном состоянии оба транзистора…

Рис. 14.18 Рис. 14.19

 

Транзисторный удвоитель. Удвоитель (рис. 14.19) состоит из двух транзисторов. Первый транзистор работает в схеме с коллекторно-эмиттерной нагрузкой, и коэффициент передачи его равен единице. Второй транзистор работает в схеме с ОБ. Входной сигнал создает в эмиттере VT2 ток, который на коллекторной нагрузке R3 создает напряжение, равное по амплитуде входному напряжению. Таким образом, положительная полуволна гармонического сигнала проходит через транзистор VT1 и выделяется на резисторе R3 со сдвигом по фазе 180°, а отрицательная полуволна проходит через транзистор VT2 без изменения фазы. В результате напряжение на резисторе R3 будет иметь вид, получаемый после двухполупериод-ного выпрямления входного сигнала. Удвоитель работает в широ­ком диапазоне частот, который определяется типом примененных транзисторов.

Умножитель на транзисторах. Схема удвоения частоты входно­го гармонического сигнала (рис. 14.20) состоит из двух каскадов. Каждый каскад увеличивает частоту сигнала в 2 раза. Положи­тельная полуволна входного сигнала с амплитудой 0,5 В открывает транзистор VT2. Отрицательная полуволна проходит через транзи­стор VT1. Эти два сигнала суммируются на резисторе R2. Транзи­стор VT2 инвертирует входной сигнал, a VT1 — не инвертирует. На резисторе R2 формируется сигнал двухполупериодного выпрямле­ния. Этот сигнал через эмиттерный повторитель подается на второй каскад. Амплитуда выходного сигнала повторителя равна 0,6 В.

Рис. 14.20 Рис. 14.21

 

Диодный умножитель. Входное гармоническое напряжение (рис. 14.21) подается на трансформатор. Во вторичной обмотке трансформатора включены две фазосдвигающие цепочки. В них про­исходит сдвиг фазы гармонического сигнала на 120°. В результате этого через диоды проходят сигналы, сдвинутые по фазе. На вход­ном сопротивлении транзистора они суммируются. Третья гармони­ка суммарного пульсирующего сигнала выделяется контуром. Но­миналы элементов фазосдвигающих цепочек рассчитаны на частоту 400 Гц.

Рис. 14.22

 

Удвоитель частоты. В удвоителе (рис. 14.22) применены тран­зисторы с одинаковыми параметрами, входящие в состав интеграль­ной микросхемы К159НТ1. Это позволяет уменьшить паразитные со­ставляющие больше чем на 20 дБ. Оптимальный режим удвоения получается при напряжении смещения на базах, равном 0,4 В. Удвоитель работает в широком диапазоне частот (от нижней гра­ничной частоты пропускания трансформатора до 70 МГц) и при входном сигнале 0,5 В.

Детекторный удвоитель частоты. В основу такого удвоителя (рис. 14.23) положено двухполупериодное выпрямление на двух транзисторах VT1 и VT2. Отрицательная полуволна выходного на­пряжения ОУ проходит через транзистор VT1, а положительная - через транзистор VT2. Резисторы R6 и R8 выбраны одинаковыми, поэтому коэффициенты передачи обеих полуволн равны. Для устра­нения искажений формы выходного сигнала, вызванных влиянием порогового начального участка характеристик транзисторов, ис­пользуется ОУ с нелинейной ООС. С помощью потенциометра R2 на выходе ОУ устанавливается напряжение, соответствующее минимальным искажениям выходного сигнала. Удвоитель хорошо ра­ботает при треугольной форме входного сигнала. Для этой формы входного сигнала можно последовательно включать до десяти схем умножения.

 

Рис. 14.23 Рис. 14.24

Рис. 14.25

 

Дифференциальный удвоитель. Удвоитель частоты (рис. 14.24) состоит из эмиттерного повторителя, собранного на транзисторе VT1, и усилительного каскада, построенного на транзисторе VT2. Входной сигнал через конденсатор С1 поступает в базу транзисто­ра VT1. В эмиттере этот сигнал складывается с сигналом, который проходит через транзистор VT2. Транзистор VT2 работает в нели­нейном режиме. Он пропускает отрицательные полуволны входного сигнала. Перевернутый по фазе входной сигнал будет вычитаться из сигнала эмиттерного повторителя. Уровень взаимодействующих сигналов можно регулировать резисторами R4 и R5. Резистор R4 управляет амплитудой отрицательной полуволны, а резистор R5 регулирует отношение эмиттерного сигнала к коллекторному.

Удвоитель частоты прямоугольного сигнала. Устройство (рис. 14.25, а) осуществляет преобразование входного сигнала гар­монической формы в прямоугольный сигнал с удвоенной частотой. Входной сигнал поступает в эмиттеры транзисторов VT1 и VT2. Транзистор VT1 работает в режиме ограничения. Второй транзи­стор также ограничивает сигнал, но за счет конденсатора С1 про­исходит сдвиг выходного сигнала на 90° относительно входного. Два ограниченных сигнала суммируются через резисторы R6 и R7. Суммарный двухполярный сигнал с помощью транзисторов VT3 и VT4 преобразуется в сигнал с удвоенной частотой. Эпюры сигналов в различных точках показаны на рис. 14.25, б. Удвоитель работает в широком диапазоне частот от 20 Гц до 100 кГц. Такой диапазон можно перекрыть, если применить со­ответствующую емкость конденсато­ра С1. Входной сигнал должен иметь амплитуду не менее 2 В.

Компенсационный умножитель. Умножитель частоты компенсацион­ного типа (рис. 14.26) построен на одном транзисторе. Ограниченный по амплитуде сигнал суммируется с входным сигналом гармонического вида на резисторе R1 В Deэvль тате на выходе формируется сигнал, частота которого в 3 раза вы ше частоты входного сигнала. Форма выходного сигнала не являет­ся идеально гармонической. Этот сигнал необходимо пропустить через фильтр, чтобы уменьшить уровень высоких гармоник На Фор­му сигнала в большой степени влияет уровень ограничения транзи­стора. При малых углах отсечки выходного сигнала значительно уменьшаются высокочастотные спектральные составляющие. Умень­шается при этом и амплитуда третьей гармоники.

 

Рис. 14.26 Рис. 14.27

 

Делитель на ОУ. Делитель (рис. 14.27, а) построен на четектн-ропании суммарного сигнала на выходе ОУ. На Вход 1 полается сигнал гетеродина с амплитудой 0,1 В, на Вход 2 — преобразуемый сигнал. Зависимость амплитуды выходного сигнала от преобразуе­мого сигнала показана на рис. 14.27, б.

 

Глава 15

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СИГНАЛОВ

Преобразователи сигналов могут быть двух видов ди­скретные и аналоговые. К дискретному виду преобразования следует отнести выделение характерных… Наиболее распросграненными способами преобразования явля­ются… Среди преобразователей сигналов важное место занимают ана­лого-цифровые и цифроаналоговыс преобразователи. Эти…

ФАЗОЧУВСТВИТЕЛЬНЫЕ СХЕМЫ

Номограмма для расчета фазового сдвига. С помощью но­мограммы (рис. 15.1) можно определить фазовый сдвиг на любой заданной частоте в…

Рис. 15.1

 

Фазовращатель на полевых транзисторах. Устройство (рис. 15.2) предназначено для изменения фазы гармонического сигнала в диа­пазоне от 0 до 180° при изменении управляющего напряжения от — 1 до +1 В. В основу фазовращателя положен мост, выполненный на элементах R2, R8, С2, СЗ, VT2. В качестве управляющего эле­мента используется полевой транзистор VT2, сопротивление кото­рого меняется в зависимости от управляющего сигнала. Кроме то­го, включение этого транзистора в исток транзистора VT1 обеспе­чивает большое сопротивление для входного сигнала. Выходной сигнал фазопращательного моста подается на затвор транзистора VT3. Коэффициент усиления схемы равен 0,7. Амплитуда входного сигнала 0,3 В, а частота 100 кГц.

Рис. 15.2 Рис. 15.3 Рис. 15.4

Сложение и вычитание сиг­налов.Устройство (рис. 15.3) осуществляет одновременно сложение и вычитание двух сигналов. Если на оба входа подать гармонические сигна­лы, близкие по частоте, то на выходе будут два сигнала бие­ний. Для настройки схемы не­обходимо подать на оба вхо­да однл и тот же сигнал, тогда на коллекторе транзистора VT3 должен быть нулевой сигнал. В противном случае следует изменить сопротивление рези­стора R6.

Индикатор нуля.На вход (рис. 15.4) подается гармонический сигнал с частотой 10 кГц. На выходе формируется импульсный сиг­нал с удвоенной частотой следования. Длительность импульса при­близительно равна 1/6 периода гармонического сигнала. Формиро­вание импульсного сигнала происходит в результате насыщения транзисторов VT1 и VT2. Эти транзисторы открываются на 1/3 по­лупериода входного сигнала. Длительность открывания транзисто­ров зависит от цепочек R₁C₁ и R₂C₂. При действии отрицательной полуволны зарядный ток конденсатора С1, протекающий через R1 и базовый переход транзистора VT1, открывает VT1. Во время дей­ствия положительной полуволны входного сигнала конденсатор С1 разряжается через резистор R1. Аналогичные процессы протекают в цепи С2, R2 и VT2 (при действии положительной полуволны че­рез VT2 протекает зарядный ток конденсатора С2, который при отрицательной полуволне разряжается через R2]. В результате в точке соединения коллекторов транзисторов VTI и VT2 будет выделяться двухполярный импульсный сигнал с длительностью им­пульса меньше полупериода входного сигнала. Транзистор VT3 преобразует двухполярный сигнал в однополярный. При появлении положительного импульса транзистор VT3 открывается со стороны базы. Эмиттер в этом случае будет подключен к нулевой шине через диод VD2. Отрицательный импульс откроет транзистор VT3 со стороны эмиттера. База в это время будет подключена к нулю через диод VD1. В результате на выходе сформируется импульсный сигнал отрицательной полярности. Устройство работает в широком диапазоне частот. Для частот меньше 10 кГц необходимо увеличить емкости конденсаторов С1 и С2, а для частот больше — уменьшить.

Рис. 15.5

Рис. 15.6

Пороговый преобразователь срельефностн»сигнала. В схеме (рис. 15.5, а) осуществляется преобразование входного сигнала, имеющего плавный переход от положительного к отрица!ельному значению, в сигнал со скачкообразным переходом. Ширина зоны между разнополярнымн участками сигнала определяется порогами открывания диодов VD1 и VD2. Резистор R2 регулирует порог для положительного сигнала, а резистор R9 — для отрицательного. По­роги управляются независимо один от другого. С помощью рези­сторов R2 и R9 можно вывести диоды в проводящее состояние. В этом случае порог для положительного сигнала смещается в об­ласть отрицательных значений (и наоборот). На рис. 15.5, б при­веден пример увеличения «рельефности» входного синусоидального сигнала и зависимость фазы отсеченного сигнала от управляющего напряжения на движках потенциометров R2 (R9).

Двухканальный широкополосный фазовращатель.Фазовраща­тель (рис. 15.6) имеет равномерную амплитудно-частотную харак­теристику. Сигналы на Выходе 1 и Выходе 2 сдвинуты по фазе на 90° в диапазоне частот от 100 Гц до 10 кГц. Из-за разброса номи­налов элементов цепочки RC каскады следует подстраивать с по­мощью переменных резисторов.

СХЕМЫ ФОРМИРОВАНИЯ АБСОЛЮТНОГО ЗНАЧЕНИЯ

Рис. 15.7

 

Формирователь абсолютного значения. Двухполярный входной сигнал (рис. 15.8,с) преобразует­ся в однополярный с помощью двух диодов, которые объединя­ют входы ОУ в дифференциальном включении. Эти диоды управляют подведением входного сигнала ко входам ОУ в зависимости от его полярности. При этом на вы­ходе схемы присутствуют только отрицательные сигналы. В схеме линейная зависимость выходного сигнала от входного соблюдается для сигналов больше 1 В. Для управляющих напряжений Е семей­ство характеристик U_BЫХ(U_BX) приведено на риc. 15.8, б.

Рис 15.8

 

Преобразователь на двух ОУ. Преобразователь абсолютных значений (рис. 15.9, а) построен на двух схемах, передаточные ха­рактеристики которых близки к характеристикам идеального диода. Коэффициент передачи схем определяется отношением сопротивле­ний резисторов R2 и R3. Управляющее напряжение позволяет сдви­гать правую ветвь передаточной характеристики. При E>0 возника­ет зона ограничения входного сигнала. Например, для Е=1 В входной сигнал проходит на выход, если он превышает значение 2 В. На рис. 15.9, б приведено семейство передаточных характеристик!

Рис. 15.9

Рис. 15.10

 

Компенсационный преобразователь абсолютных значений. Фор­мирование абсолютного значения входного сигнала в схеме (рис. 15.10, а) осуществляется при взаимодействии входного и вы­ходного сигналов. Если на входе присутствует сигнал положитель­ной полярности, то выходной сигнал формируется за счет прохож­дения входного сигнала по цепи Rl — R4. Для входного сигнала от­рицательной полярности на выходе интегральной микросхемы фор­мируется сигнал положительной полярности, который проходит че­рез диод VD1 на резисторы R4, R2, R1. В результате на выходе образуется разностный сигнал. Поскольку сопротивление резисто­ра R1 в два раза больше сопротивления резистора R4, сигнал ми­кросхемы на выходе является преобладающим. С помощью рези­стора R2 можно балансировать схему. На рис. 15.10, б приведено семейство переходных характеристик преобразователя.

Детекторный преобразователь.Формирователь абсолютного зна­чения входного сигнала (рис. 15.11, а) построен по принципу двух-полупериодного выпрямления на диодах VD1 и VD2. Положитель­ное значение выходного сигнала ОУ DA1 проходит через диод и по­ступает на неинвертирующий вход ОУ DA2. На выходе будет по­ложительный сигнал. Отрицательное значение выходного сигнала ОУ DA1 проходит на инвертирующий вход ОУ DA2. На выходе также будет положительный сигнал. Для положительного входного сигнала коэффициент передачи равен K₊ = R₆R₄/R₅R₁. а для отри­цательного —

Рис. 15.11

Рис. 15.12

 

На рис. 15.11, б приведено семейство передаточных характеристик преобразователя.

Параллельный преобразователь. Схема получения абсолютного значения входного сигнала (рис. 15.12, а) имеет большое входное сопротивление. Здесь входной сигнал действует на две микросхемы одновременно. Для положительных значений входного сигнала ко­эффициент усиления схемы равен единице, а для отрицательных — зависит от K_=1 — (R₄R₂/R₃R₁). При R₄R₂/R₃R₁ = 2 получим точное совпадение по амплитуде сигналов на выходе. Для управления пе­редаточной характеристикой схемы можно менять напряжение Е. Можно ввести дополнительное управление характеристикой, если менять напряжение на инвертирующем входе ОУ DA2. В приведен­ной схеме можно использовать ОУ различных типов. На рис. 15.12,6 представлено семейство передаточных характеристик преобразова­теля.

Рис. 15.13

Рис. 15.14

Прицезнонный детектор. Преобразователь (рис. 15.13, а) пост­роен на двух ОУ. Двухполупериодное выпрямление реализуется пу­тем переключения диодов. Знак коэффициента усиления меняется при смене знака входного сигнала.-Полярность выходного сигнала положительная. Положительный входной сигнал, вызывает появле­ние положительного напряжения на выходе DA1. Диод VD1 закрывается, a VD2 открывается. Усилитель DA2 обеспечивает необходи­мый коэффициент усиления с помощью делителей Rl, R2 и R3, R4. При отрицательной полярности входного сигнала диод VD1 откры­вается, a VD2 закрывается. Отрицательная полуволна проходит на инвертирующий вход усилителя DA2.

При коэффициенте усиления K сопротивление резистора равно R₁ = R₂(K+1)/(К-1) или R₁=R₃R₂/(R₃+R₂). Рис. 15.13, б иллю­стрирует передаточную характеристику схемы.

Параллельный преобразователь абсолютного значения. Преоб­разователь (рис. 15.14) состоит из инвертора, построенного на ОУ DA1, и двух детекторов на ОУ DA2 и DA3. С помощью потенцио­метра R4 осуществляется установка равенства передачи положи­тельных и отрицательных полярностей входного сигнала. В ОУ DA2 и DA3 постоянное напряжение на выходе можно скомпенси­ровать потенциометрами R10 и R17. В настроенной схеме динами­ческий диапазон входного сигнала с частотами от 0 до 3 кГц лежит в интервале от 0,4 мВ до 5,5 В с нелинейностью менее 0,2 %. Ча­стотный диапазон работы преобразователя ограничен применяемы­ми ОУ. Применение вместо интегральной микросхемы К153УД1 ми­кросхем К140УД1Б и К140УД7 позволит расширить частотный диа­пазон до 10 кГц. Для устранения возбуждения в микросхемах К153УД1 необходимо применить корректирующие элементы: между выводами 5, 6 конденсатор С = 56 пФ и выводами 1, 5 резистор R=1,5 кОм и конденсатор С = 300 пФ.

Рис. 15.15 Рис. 15.16

 

Последовательная схема преобразователя. На ОУ DA1 в соста­ве преобразователя (рис. 15.15) построен двухполупериодный де­тектор. В этой микросхеме происходит разделение полярностей входного сигнала. Сигнал с отрицательной полярностью проходит на инвертирующий вход усилителя DA2. На выходе этого усилите­ля сигналы объединяются на резисторе R11. С помощью резисто­ра R11 добиваются равенства частей выходного сигнала, соответ­ствующих положительной и отрицательной полярностям входного сигнала. Порог разделения входного сигнала можно регулировать в ОУ DA1 с помощью резистора R6. Входной сигнал с частотой от О до 5 кГц и с амплитудой от 1 мВ до С В передается на выход с нелинейностью менее 0,2 %.

 

УМНОЖИТЕЛИ

Устройство возведения сигнала в квадрат с фазовраща­телем. Устройство (рис. 15.1G), моделирующее возведение сигнала в квадрат, состоит из трех… Параллельная схема возведения сигнала в квадрат. Схема (рис. 15.17) использует… Мостовая схема возведения сигнала в квадрат. Схема получе­ния квадрата входного сигнала (рис. 15.18) построена на…

Рис. 15.17

 

Дифференциальная схема квадратора. Возведение сигнала в квадрат (рис. 15 19) осуществляется с помощью полевых транзи­сторов. Интегральная микросхема типа К122УД1 служит для уста­новки рабочего режима полевых транзисторов и усиления сигнала. Из-за разброса напряжений отсечки полевых транзисторов им тре­буются разные положительные потенциалы на затворе. Регулиров­ка этих напряжений осуществляется резистором R2, а общий уро­вень сигнала для обоих транзисторов регулируется резистором R3.

Рис. 15.18 Рис. 15.19 Рис. 15.20

 

Уменьшение разброса транзисторов по крутизне достигается изме­нением амплитуды выходного сигнала микросхемы DA с помощью резистора R8. Максимальная амплитуда входного сигнала 50 мВ, а выходная амплитуда более 150 мВ. Максимальная частота вход­ного сигнала около 100 кГц.

Квадратичный преобразователь.Преобразователь (рис. 15.20) использует ОС с кусочно-линейной аппроксимацией. Погрешность преобразования меньше ±1 %. Транзисторы выполняют функции пороговых элементов, которые при открывании подключают на вход ОУ токозадающие резисторы. Пороги открывания транзисто­ров устанавливаются с помощью делителя R6 — R10.

Квадратор.Приведенная схема (рис. 15.21) имеет квадратич­ную передаточную характеристику для входного сигнала с ампли­тудой до 5 В. Точность возведения сигнала в квадрат не хуже 3 %. Частота входного сигнала лежит в диапазоне от 100 Гц до 50 кГц. Для балансировки микросхемы DA1 используются два по­тенциометра. Потенциометр R14 устанавливает равные между со­бой напряжения на выводах 6 и 8 Регулировка уровня этих напря­жений осуществляется с помощью потенциометра R16.

При работе с малыми амплитудами входного сигнала следует подбирать резисторы, подключаемые к выводам 5, 9 и 3, 11. К этим входам микросхемы должны быть подключены равные со­противления. Подбором этих резисторов можно также скомпенси­ровать напряжение смещения нуля микросхемы.

Выходной дифференциальный сигнал преобразователя (DA1) поступает на ОУ DA2. С помощью ОУ DA2 значительно ослабля­ются синфазные помехи, которые приходят по цепям цитания на выход интегральной Микросхемы DAI Синфазные помехи могут возникнуть и в самой микросхеме, если она не сбалансирована. С помощью потенциометра R19 устанавливается нулевой сигнал на выходе при отсутствии входного сигнала. Для стабилизации ОУ К140УД5 к выводу 4 подключается корректирующая емкость 510 пФ.

Умножитель. Умножитель (рис. 15 22) собран на девяти микро­схемах типа К.159НТ1, каждая из которых представляет собой два выполненных по единой технологии и близких по параметрам тран­зистора. Операция перемножения осуществляется в микросхемах DA4 и DA5. На выходе перемножителя стоят два повторителя с общим источником тока в эмиттерных цепях. Этот каскад снижает уровень синфазных помех, которые проходят на выход перемножи­теля по цепям питания. На входе схемы помещен усилитель с кол­лекторной нелинейной нагрузкой, имеющей логарифмическую харак­теристику. Сигнал со Входа 1 проходит через этот каскад, который выполнен на DA1 и DA2, что позволяет расширить динамический диапазон входных сигналов. Микросхемы DA3 и DA7 выполняют функции термокомпенсированных генераторов тока. Поскольку в логарифмическом и перемножающем каскадах транзисторы подоб­раны по параметрам, то точность перемножения двух сигналов с частотами от 0,1 Гц до 100 кГц не хуже 1 %. Амплитуды входных сигналов могут меняться от 1 мВ до 1 В.

Рис. 15.21

Рис. 15.22

 

 

Рис. 15.23

Перемножитель. Перемножитель сигналов, достроенный _На ин­тегральной микросхеме К.140МА1 (рис. 15.23, с) позволяет работать на частотах до 15 МГц. С применением на входе устройства мик­росхем К140УД1 для согласования по постоянной составляющей полоса частот уменьшается до 1 МГц. Поскольку по опорному сиг­налу интегральная микросхема DA4 имеет экспоненциальную зави­симость коэффициента передачи, то на выводы 5 и 9 этой микросхе­мы подается сигнал, предварительно логарифмируемый микросхемой DA3. Операция логарифмирования микросхемой осуществляет­ся на нелинейной нагрузке, выполненной в виде транзисторов VT1 и VT2 в диодном включении.

В микросхеме DA3 для увеличения динамического диапазона по управляющему входу разность потенциалов между входами опорного сигнала подбирается в процессе настройки с помощью ре­зистора R10. Это напряжение должно лежать в пределах 100 — 200 мВ. Для получения идентичности транзисторы желательно применять подобранными или использовать микросхему К.101КТ1.

Выходные парафазные сигналы микросхемы DA4 объединяются через микросхему DA5. Для входных сигналов от — 0,5 до +1,5 В погрешность составляет менее 0,5 %. Минимальный сигнал, при ко­тором схема удовлетворительно работает, равен 5 мВ. Работа схе­мы проиллюстрирована графика­ми рис. 15.23,6.

Извлечение корня. Извлече­ние корня из входного сигнала в схеме (рис. 1524) осуществляет­ся за счет сравнения двух сигна­лов, входного сигнала и сигнала выхода ОУ DA1. На выходе этого ОУ формируется квадратичный сигнал. Квадрат напряжения на выходе микросхемы образуется за счет нелинейной ОС, напряжение которой снимается с диода VD1 Вольт-амперная характеристика диода не является идеально квадратичной. Регулировка формы характеристики схемы на ОУ DAI под «квадратичность> осуществляется резисторами R3 и R5. При точной настройке погрешность схемы около 1% для входного сигнала от 0 до 10 В.

 

Рис. 15.24

АППРОКСИМАТОРЫ

Однополярный преобразователь. Преобразование входного сигнала в схеме (рис. 15.25, о) осуществляется за счет поочередно­го подключения резистивных… Двухполярный преобразователь. Схема (рис. 15.26) состоит из двух симметричных… Диодный преобразователь. Передаточная функция преобразо­вателя (рис. 15.27, а) формируется нелинейной ООС. С…

Рис. 15.25

Рис. 15.26

 

Пороговый преобразователь. Преобразователь (рис. 15 28, а) имеет сложную ООС. При малых сигналах в цепи ОС включен ре­зистор R5. По мере увеличения входного сигнала в цепь ОС включается резистор R4 при открывании последовательно включен­ного с этим резистором диода. Включение резистора R3 происходит при больших выходных сигналах при¹ открывании двух последова­тельно с ним включенных диодов. В последнюю очередь включается резистор R2. Как видно из графика рис. 15.286, крутизна переда­точной характеристики может легко корректироваться путем изме­нения сопротивления резистора R1.

 

Рис. 15.27

Рис. 15.28

 

Преобразователь с диодной регулировкой усиления. Коэффици­ент усиления схемы (рис. 15.29, а) зависит от прямого сопротивле­ния диода VD1, которое нелинейно меняется от приложенного на­пряжения. На рис. 15.29, б приведено семейство передаточных ха­рактеристик схемы в зависимости от сопротивления резистора R5. Меняя сопротивление резистора R5, можно получить передаточные характеристики разнообразной форма. Возможности этой схемы расширятся, если применить два и более последовательно включен­ных диодов. Характеристика схемы с двумя дирдами также приве­дена на рис. 15 28, б.

Нелинейный преобразователь на ОУ. В преобразователе (рис. 15.30) используется принцип изменения коэффициента уси­ления ОУ DA1 в зависимости от амплитуды входного сигнала. Ко-эффициент усиления меняется с изменением эквивалентного сопро­тивления в т. 5 K=2R₃/R₄. Сопротивление резистора R4 меняется за счет подключения резисторов R5 — R8. Эти резисторы включают­ся после того, как сигнал в т. 5 превысит пороговые уровни в т. 1 — 4. Эти уровни можно выбирать любыми в зависимости от формы передаточной функции схемы. Для квадратичной передаточной функции в т. 1 — 4 можно принять пороги 0,1; 0,2; 0,3; 0,4 В. Ког­да входной сигнал превысит уровень 0,1 В, параллельно резисто­ру R4 подключится резистор R5. Коэффициент усиления DAI уве­личится. При превышении входным сигналом уровня 0,2 В допол­нительно подключится и резистор R6. Таким- способом можно смоделировать любую возрастающую передаточную функцию. Чис­ло пороговых ОУ можно выбрать сколь угодно большим и с лю­бой дискретностью пороговых уровней.

Рис. 15.29

Рис. 15.30

 

Рис. 15.31

 

Преобразователь формы сигнала. Устройство (рис. 15.31, а) преобразует сигнал треугольной формы в синосоидальную. В каче­стве преобразователя используется переменное сопротивление поле­вого транзистора. При малых напряжениях на входе ОУ коэффици; ент передачи K=R₄/R_пт при R_пт — lfs, т. е. JK — SR_t, где R_a т и S — сопротивление и крутизна полевого транзистора при напряжении на затворе, близком к нулю. С увеличением входного напряжения со­противление полевого транзистора увеличивается. Коэффициент передачи ОУ уменьшается. В результате на выходе появляется сиг­нал не с острой вершиной, а с гладкой. Степень приближения плав­ного выходного сигнала к гармоническому виду зависит от нели­нейности напряжения на затворе, а также от сопротивления рези­стора R1. Сопротивление резистора R4, при котором на выходе по­лучается гармонический сигнал, зависит от крутизны полевого транзистора. Оптимальный режим достигается при сопротивлении ре­зистора около 200 Ом. При увеличении сопротивления резистора R4 передаточная характеристика станет выпуклее. При уменьшении сопротивления резистора характеристика будет более пологой (рис. 15.31,6).

ФАЗОСДВИТАЮЩИЕ СХЕМЫ

Транзисторное фазовое звено. Фазосдвигающая цепочка (рис. 15.33, о) построена на основе интегратора, выполненного на транзисторе. Постоянная времени… Фазовращатель на 130°. Фазовращатель (рис. 1534, о) по­зволяет изменять фазу…

Рис. 15.32

Рис. 15.33

 

Эмиттерные повторители имеют большое входное сопротивление, в результате исключается шунтирование конденсаторов СЗ и С4 при малых сопротивлениях резисторов R7 и R8. На рис. 15 34, б приведена зависимость угла поворота от сопротивления R7=R8.

 

ИНТЕГРАТОРЫ, ДИФФЕРЕНЦИАТОРЫ

Простой интегратор. В цепь ООС ОУ (рис. 15.35, а) включен конденсатор. Постоянная времени интегратора зависит от номиналов R1 и С1 и коэффициента…  

Рис. 15.34

 

Составной интегратор. Фильтр нижних частот (рис. 15.36, .а) по своим характеристикам близок к интегратору с граничной часто­той 200 Гц. В схеме осуществляется комбинированная фильтрация высокочастотных составляющих входного сигнала. Первая ступень состоит из цепочки R1, С1, а вторая — из R3, С2. На рис. 15.36, б, приведена АЧХ интегратора.

Рис. 15.35

 

Фильтровый интегратор. В качестве Интегратора (рис. 15.37, а) применяется Т-образный ФНЧ с полосой пропускания 30 Гц. Ам­плитудно-частотная характеристика интегратора приведена на рис. 15.37, б.

Регулируемый интегратор. Интегратор (рис. 1538, а) построен с таким расчетом, чтобы можно было менять полосу пропускания с по­мощью потенциометра в цепи ООС. Можно принять резисторы R2 и R3 как части одного потенциометра. При изменении резисторов меня­ется коэффициент усиления: для кривой 1 R2=100 кОм, R3= = 10 кОм, Дf=14 кГц; для кривой 2 R2=100 кОм, R3=100 кОм, Дf = 8 кГц; для кривой 3 R2=10 кОм, R3=10 кОм, Af = 2,5 кГц. Соответствующие примерам АЧХ приведены на графике рис. 15.38,6.

Интегратор на ОУ. Интегратор (рис. 15.39, а) построен таким образом, что накопительный конденсатор подключен одним выводом к общей шине. Это позволяет сбрасывать накопленную энергию на конденсаторе. Интегратор может работать в дискретном режиме. Верхняя частота полосы пропускания АЧХ 130 Гц. Коэффициент усиления в полосе пропускания составляет 200. Амплитуда входно­го сигнала 3 мВ. На рис. 15 39, б приведенд АЧХ интегратора.

Транзисторный интегратор. Интегратор на транзисторах (рис. 15.40, а) имеет большой динамический диапазон. Этот диапа­зон можно увеличить изменением питающих напряжений. С по­мощью подбора сопротивления резистора R2 можно менять постоянную времени интегратора. В указанных на рисунке графиках наблюдается прямая зависимость между параметрами интегратора-для R2=10 кОм Дf=1,5 кГц, а для R2=25 кОм Дf=600 Гц (рис. 15.40, б).

Рмс. 15.36

Рис. 15.37 Рис. 15.38

Рис. 15.39

Рис. 15.40

Рис. 15.41

 

Сбрасываемый интегратор. Сброс интегратора (рис. 1541, а) осуществляется при поступлении на управляющий вход положитель­ного импульса. Первый транзистор работает в нормальном режиме. При напряжении на интегрирующем конденсаторе больше 0,7 В транзистор VII обладает достаточным коэффициентом пере­дачи тока и шунтирует значительный ток. При напряжении на кон­денсаторе меньше 0,7 В коэффициент передачи транзистора падает. Для уменьшения остаточного напряжения на конденсаторе исполь зуется инверсное включение транзистора VT2. В этом случае непо­добранные транзисторы дают около 20 мВ. На рис. 1541, б при­ведена зависимость остаточного напряжения от управляющего

Рис. 15.42

Интегратор на ОУ со сбросом на транзисторах. Интегратор (рис. 15 42, а, б) построен на ОУ, в цепь ООС которого включен конденсатор. Для разряда конденсатора в схему введены два тран­зистора, которые находятся в закрытом состоянии. С приходом уп­равляющего напряжения положительной полярности один из тран­зисторов открывается. При любой полярности выходного сигнала ОУ транзисторп работают в нормальном режиме. Через этот тран­зистор протекает основной ток разряда конденсатора. Инверсное включение транзистора уменьшает остаточное напряжение на кон­денсаторе. Зависимость остаточного напряжения от управляющего сигнала показана на рис. 15 42, в. Время разряда конденсатора с б В до 10 мВ составляет меньше 1 икс.

 

Рис. 15.43

 

Интегратор с разрядным полевым транзистором. В качестве разрядного ключа в сбрасываемом интеграторе (рис. 15.43, а) при­менен полевой транзистор. В нормальном состоянии он закрыт. С приходом управляющего сигнала транзистор открывается и входит в насыщение. В зависимости от амплитуды управляющего сиг­нала остаточное напряжение может менять знак. Это связано с тем, что часть управляющего напряжения проходит через открытые n-р переходы полевого транзистора. На графиках рис. 15.43, б, в при­ведены характеристики интегратора.

Рис. 15.44

 

Увеличение постоянной времени RС--цепи. Для сравнительно небольших номиналов цепочки RC устройство (рис. 15.44) позволяет получить большие постоянные времени интегрирования. Постоян­ная времени цепочки R3, С увеличивается в 10⁴ раз. Выходные сиг­налы ОУ являются противофазными. Дрейф и уровень шума опре­деляются- так же, как для усилителя с замкнутой ОС. Поскольку коэффициент усиления интегральной микросхемы DA2 равен еди­нице, то общее усиление определяется коэффициентом усиления первой микросхемы.

Рис. 15.45

 

Транзисторный дифференциатор.Дифференциатор (рис. 15.45, а) построен на основе транзисторного каскада с ОБ. Частотные харак­теристики для низких и высоких частот показаны на рис. 15.45, б. Как видно из рисунков, амплитуда выходного сигнала пропорцио­нальна частоте. На высоких частотах при С1<10 нф наблюдается явление резонанса, которое обусловлено паразитными емкостями транзисторов.

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СИГНАЛОВ

Рис. 15.46

 

Если вместо светодиодов поставить транзисторы, то в зависи­мости от уровня входного сигнала будет включаться определенный транзистор и через его коллектор потечет ток. Ток регулируется эмиттерными резисторами. На схеме (рис. 15.46, б) ток равен 10 мА.

Квантующий преобразователь.Устройство служит для кванто­вания входного сигнала на дискретные уровни и отображения его на светодиодном экране. Схема (рис, 15.47) состоит из двух парал-лельцых рядов ОУ (компараторов). Каждый ОУ имеет свой порог открывания. Микросхемы DAI — DA9 имеют пороги открывания, установленные с дискретностью 50 мВ, а ОУ DA10 — DA19 имеют пороги с дискретностью 500 мВ. Входной сигнал поступает одно­временно на все входы ОУ. При нулевом входном сигнале ОУ DAI — DA9 будут иметь на выходе положительные напряжения, а DA10 — DA19 — отрицательные. Когда входное напряжение достиг­нет 50 мВ, переключится ОУ DA9. При дальнейшем увеличении входного сигнала будут поочередно включаться ОУ DA8 — DA1. Микросхема DA1 переключится при входном напряжении 450 мВ. Когда напряжение на входе достигнет 500 мВ, переключится ОУ DA19. На выходе микросхемы появится напряжение положитель­ной полярности, которое пройдет через диод VD9 на транзистор VT9. Полевой транзистор включен в режим генератора тока. С по­мощью резистора R29 устанавливается ток стока 1 мА. Этот ток при Протекании через резисторы R2 — R10 изменит пороги переключения микросхем DAI — DA9. У микросхемы DA9. порог составляет 550 мВ, а у микросхемы DA8 — 600 мВ и т. д. Микросхемы DAI — DA9 вновь начнут отслеживать входной сигнал. Когда входной сигнал достиг­нет уровня 1 В, сработает микросхема DA18, которая снова изме­нит пороги срабатывания, микросхем DAI — DA9. Этот процесс пе­риодически будет повторяться до максимального значения входно­го сигнала, равного 5 В. Для настройки преобразователя необходимо значительное внимание уделить стабильности ОС, вводимой через транзисторы. Следует с большой точностью устанавливать пороги открывания микросхем.

 

Рис. 15.47

 

Рассмотренную схему можно применить как преобразователь аналог — код, если на выходе ОУ поставить дополнительные логи­ческие элементы.

Рис. 15.48

 

Преобразователь «напряжение — частота». Входной сигнал от­рицательной полярности подается на вход интегратора (рис 1548 а) Напряжение на выходе ОУ DA1 ллавно нарастает: Микросхема DA2 закрыта напряжением с потенциометра R4, Отрицательное выход­ное напряжение этого ОУ закрывает транзистор. Когда напряже­ние на интеграторе превысит напряжение на потенциометре (2 В) ОУ DA2 переключится. Положительное напряжение откроет тран­зистор. Произойдет разряд конденсатора. Если входной сигнал ме­няется от 0,1 до 3 В, то частота линейно меняется от 100 Гц до 10 кГц. Линейный закон изменения частоты выходного сигнала от амплитуды входного выполняется с точностью ±1 % (рис 1548 б)

Рис. 15.49

Рис. 15.50

Преобразователь «напряжение — время». Операционные уси­лители DA1 и DA2 преобразователя (рис. 15.49) образуют генера­тор треугольных импульсов. Микросхема DA2 выдает на выходе прямоугольные импульсы, амплитуда которых определяется стаби­литронами. Микросхема DA1 интегрирует эти прямоугольные им­пульсы « формирует треугольные. Частоту импульсов можно регулировать в пределах от 0,05 до 4 Гц Выходной сигнал генератора треугольных импульсов суммируется с сигналом на входе Нуль-ин­дикатором является ОУ DA3. В момент равенства слагаемых сигна­лов ОУ переключается. Длительность выходного сигнала обратно пропорциональна амплитуде входного. Максимальная амплитуда выходного сигнала зависит от напряжения на стабилитроне VDL Линейный преобразователь «напряжение — частота» При дей­ствии на входе ОУ DA1 преобразователя (рис. 1550, а) положи­тельного напряжения происходит заряд конденсатора С1. Напря­жение на входе ОУ DA2 постепенно увеличивается. Когда это на­пряжение достигнет порогового уровня E₂, ОУ DA2 переключится и положительное напряжение на его выходе откроет транзистор VT1. Конденсатор С1 быстро разрядится через транзистор. После этого начинается новый цикл заряда конденсатора. Частота следо­вания импульсных сигналов на выходе микросхемы DA2 определя­ется выражением f=E₁/E₂R₁C. Если транзистор обладает большим неуправляемым коллекторным током, то следует между базой и эмиттером включить резистор сопротивлением 10 кОм. Работа схе­мы проиллюстрирована графиком на рис. 15,50, б.

 

 

Глава 16

СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА

Любое радиоэлектронное устройство содержит стабилизи­рованный источник питания, от которого зависят характеристики аппаратуры. Стабилизаторы… Различают три основные группы стабилизаторов: параметриче­ские компенсационные… Основным параметром стабилизаторов является коэффициент стабилизации. Этот параметр зависят от коэффициента усиления…

ФОРМИРОВАТЕЛИ ОПОРНОГО НАПРЯЖЕНИЯ

Стабилитроны. Серийно выпускаемые стабилитроны име­ют разные вольт-амперные характеристики. Максимальной крутиз­ной обладают стабилитроны с опорным… Минимальным внутренним дифференциальным сопротивлением обладают диоды с… Управляемый стабилитрон. В обычных стабилитронах при из­менении протекающего тока в некоторых .пределах меняется…

Рис. 16.1

Рис. 16.2

 

Стабилизатор напряжения на светодиоде. С помощью светоди-одов можно получить стабилизатор с индикацией (рис. 163). Ин­тенсивность свечения диода зависит от протекающего _ччерез него тока. Этот ток определяется сопротивлением резистора R1.

Рис. 16.3

 

Дифференциальное, сопротивление прямой ветви светодиода АЛ 108 равно 0,3 — 12 Ом. При обратном напряжении пробой насту­пает при напряжении для АЛ 108 — 104-20 В и АЛ 109 — 5-М О В. Температурный коэффициент изменения прямого напряжения равен приблизительно 0,12 % на градус. Прямое напряжение при токе 100 мА для АЛ108 равно 1,15 — 1,25 В, а для АЛ109 — 1,0-М,15 В, емкость переходов равна соответственно 130 — 300 пФ и 200 — 400 пФ.

Схема термостабильного опорного напря­жения. Схема (рис. 16.4) позволяет получить стабильное напряжение в широком диапазоне температур. Опорное напряжение, имеющее нулевой ТКН, устанавливается потенциомет­ром: U_0п = U_д+ТКН_д/ТКН_стU_ст, где U_д — па­дение напряжения на диоде; U_ст — опорное напряжение стабилитрона, ТКН_Д и ТКН_ст — температурные коэффициенты напряжения ди­ода и стабилитрона. Если вместо одного диода VD2 включить два кремниевых диода, то опор­ное напряжение увеличится в два раза.

Рис. 16.4 Рис. 16.5

 

Низковольтный стабилитрон. Стабилитрон (рис. 16.5) имеет опорное напряжение 0,65 В для кремниевых и 0,3 В для германие­вых транзисторов. Внутреннее сопротивление стабилитрона менее 5 Ом. Стабилитрон обладает коэффициентом стабилизации 10³. Из­менение выходного напряжения при изменении температуры состав­ляет 2 мВ/град или 1 % на градус для германиевых транзисторов и 0,3 % на градус для кремниевых транзисторов.

Полевой транзистор в качестве низковольтного стабилитрона. При включении резистора в цепь истока полевого транзистора воз­никает напряжение ОС. Это напряжение слабо зависит от питаю­щего напряжения. Напряжение ОС определяется потенциалом от­сечки полевого транзистора. Схема с одним транзистором (рис. 16.6, а) обеспечивает внутреннее сопротивление приблизи­тельно 30 Ом, а с двумя транзисторами (рис. 166, б) имеет вну­треннее сопротивление менее 5 Ом. Кроме того, схема с двумя транзисторами обладает и большим коэффициентом стабилизации (более 10³). Температурная стабилизация может быть обеспечена, если режим работы транзистора вывести в термостабильную точку, а также применить терморезисторы в цепи истока.

Увеличение максимального тока стабилитрона. Устройство (рис. 16 7) служит для стабилизации напряжения в цепях, в которых ток нагрузки превышает максимальный ток стабилитрона Когда напряжение на коллекторе транзистора превышает опорный уровень стабилитрона, начинает протекать базовый ток транзисто­ра, который в h_21Э раз меньше коллекторного тока. В результате основной ток резистора R1 будет протекать через транзистор Схе­ма выполняет функции стабилитрона с увеличенным максимально допустимым током. Внутреннее сопротивление устройства составля­ет 0,6 Ом.

Рис. 16.6

Рис. 16.7

 

Схема с отрицательным коэффициентом стабилизации.Схема формирования опорного напряжения (рис. 16.8, а) имеет отрица­тельный коэффициент стабилизации K=ДE/ДU. Этот коэффициент можно регулировать изменением сопротивлений резисторов R1 и R2.

Зависимость этих параметров выражается формулой К= — K₁/K₂. Графическая интерпретация зависимостей представлена на рис 16.8, б.

Схема с регулируемым коэффициентом стабилизации. Схема формирования опорного напряжения (рис. 16.9, а) обладает как положительным, так и отрицательным коэффициентами стабилиза­ции. Знак коэффициента стабилизации определяется отношением сопротивлений резисторов R₂/R₄. При R₄<R₂ .коэффициент стабили­зации имеет положительный знак, а для R₄>R₂ — отрицательный. Зависимость изменения выходного напряжения от входного при различных сопротивлениях R4 представлена на рис. 16.9, б.

 

Рис. 16.8

Рис. 16.9

Рис. 16.10

 

Схема низковольтного опорного источника. Источник опорного напряжения (рис. 16.10, а) построен на интегральной микросхеме К101КТ1. С помощью этой схемы можно получить стабильное на­пряжение 0,7 В с внутренним сопротивлением менее 10 Ом. Выход­ное напряжение зависит от температуры с коэффициентом 2 мВ/град. Коэффициент стабилизации равен приблизительно 5-10³. На рдс. 16.10, б представлена зависимость напряжения стабилиза­ции от подводимого напряжения.

МАЛОМОЩНЫЕ ТРАНЗИСТОРНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ

Генераторы тока. Генератор тока (рис, 16.11, а) построен на основе принципа стабилизации базового напряжения в транзи­сторе. Напряжение на резисторе… Значительно более высокий коэффициент стабилизации у дру­гого генератора тока… Стабилизатор напряжения с ОС. В основу стабилизатора на­пряжения (рис. 16.12) положен стабилизатор тока, работающий на…

Рис. 16.11

 

Стабилизатор низковольтного напряжения. Выходное напряже­ние стабилизатора (рис. 16.14) оп-ределяетсй падением напряжения на переходе база — эмиттер тран­зистора VT2. Для кремниевых транзисторов выходное напряже­ние равно приблизительно 0,7 В, а для германиевых — 0,3 В. Мак­симальный ток стабилизации оп­ределяется допустимой рассеивае­мой мощностью транзистора VT1. Коэффициент стабилизации составляет 10². Схема не термостабилизирована. Выходное напряже­ние меняется с коэффициентом 1 мВ/град. Если в базу транзистора VT2 включить стабилитрон, то выходное напряжение будет равно опорному напряжению стабилитрона.

Рис. 16.12 Рис. 16.14

 

Рис. 16.15

 

Кольцевой стабилизатор опорного напряжения.Стабилизатор опорного напряжения (рис. 16.15, а) имеет замкнутую систему ста­билизации тока, протекающего через транзисторы. Диод VD1 ста­билизирует ток транзистора VT1, а диод VD2 — ток транзистора VT2. Каждый диод питается постоянным током. Коэффициент ста­билизации выходного напряжения более 400. Он зависит от сопро­тивления резистора R₁. При увеличении сопротивления R1 коэффи­циент увеличивается. Для R1= 00 кОм можно получить коэффициент более 10³. Однако с увеличением этого сопротивления возмож­ны случаи, когда стабилизатор не включается. Здесь существенную роль играет неуправляемый ток коллектора транзисторов Кроме того, коэффициент стабилизации увеличивается с увеличением тока протекающего через стабилитроны. Степень увеличения- коэффици­ента стабилизации можно определить, если учесть вольт-амперную характеристику стабилитрона С применением стабилитронов типа Д818Е при токе более 10 мА коэффициент стабилизации может быть увеличен 10⁵. В интервале температур от — 20 до +60°С ста­билизатор обеспечивает стабильность порядка 10^-6 В/град На графиках рис. 16.15, б, в проиллюстрирована работа стабилиза­тора.

Рис. 16.16

 

Рис. 16.17

Рис. 16.18 (а — и)

Генератор, тока со следящей ОС.Опорное напряжение стабили­затора (рис. 16.16, о) устанавливается стабилитроном VD1 через который протекает ток транзистора VT1. Для уменьшения выход­ного сопротивления стабилизатора в генератор введен эмиттерный повторитель на транзисторе VT3. Кроме того, этот транзистор сле­дит за изменением тока транзистора VT1 при изменении сопротив-,ления резистора R1. Однако большой ток нагрузки может вызвать значительный коллекторный ток транзистора VT1, который превы­сит предельно допустимое значение для стабилитрона, В качестве ограничителя тока стабилитрона служит транзистор VT2. Этот транзистор осуществляет ООС при изменении тока в цепи нагрузки Генератор удовлетворительно работает при незначительных превы­шениях питающего напряжения над опорным напряжением стаби­литрона. Коэффициент стабилизации схемы растет с уменьшением сопротивления резистора RL На графиках рис. 16.16, б, в проиллю­стрирована работа схемы.

 

Рис. 16.18 к

 

Низковольтный регулируемый стабилитрон. Составной каскад на двух транзисторах разной проводимости (рис. 16.17) по своим характеристикам подобен стабилитрону. С помощью резистора R2 можно устанавливать опорное напряжение. При малых напряжени­ях на входе через транзистор VT1 протекает незначительный ток. Этот ток не способен открыть транзистор VT2. С увеличением на­пряжения ток становится настолько существенным, что открывает ся транзистор VT2 и при этом уменьшается его выходное сопротив­ление. Напряжение, с которого начинают открываться оба транзи­стора, определяется резистором R2. С помощью эквивалентного стабилитрона можно устанавливать опорное напряжение от 1 до 4 В. При R3 — 25 кОм опорное напряжение составляет 3,5 В.

 

МИКРОСХЕМНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ

Микросхемные стабилизаторы.Интегральные микросхемы К275ЕН1 — К275ЕН16А, Б делятся на две группы: группа А имеет разброс выходного напряжения 1,5%, а… Интегральные микросхемы К403ЕН1 — К403ЕН8 делятся на две группы: группа. А… Таблица 16.1 Тип микросхемы Uвых, В K0 % Ki % Uвг, В Iвых. мА Рис.…

Таблица 16.2

Тип микросхемы	Uвых. В	Uвх, В	Iн, А	Рис. 16 18
К403ЕНГ		11 — 17		Ж
К403ЕН2		12 — 18		Ж
К403ЕНЗ		15 — 22	1,5	Ж
К403ЕН4		18 — 27	1,5	Ж
К403ЕН5		21 — 31	1,5	3
К403ЕН6		30 — 45	1,0	3
К403ЕН7		33 — 50	1,0	3
К403ЕН8		36 — 54	1,0	3

Рис. 16.19

 

Стабилизатор на интегральной микросхеме К181ЕН1. Микро­схема (рис. 16.19, а) работает с входным напряжением 9 — 20 В. Выходное напряжение равно 3 — 15 В. Максимальный ток стабили- зации 150 мА. Коэффициент нестабильности по напряжению 7-10-³, а по току — 8*10^-3. Температурный дрейф выходного напряжения равен 0,01 % на градус. Ток короткого замыкания составляет 0,4 А. На рис. 16.19, б — г показаны зависимости коэффициента стабилиза­ции напряжения от выходного и входного напряжений и от тока нагрузки. Схема включения микросхемы показана на рис. 16.19, д, е. В первой схеме U_Вых=1,5(R₁+R₂). Вторая схема имеет защиту от короткого замыкания. Сопротивление резистора R1 определяется выражением R1 = 0,7/1,5 I_вых.

 

МОЩНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ

Простой компенсационный стабилизатор. Выходное напря­жение стабилизатора (рис. 16.20, а) равно 12,6 В. Значение этого напряжения устанавливается с… Рис. 1620

Рис. 16.21 Рис. 16.22

 

Если на входе напряжение Е достигнет максимального значе­ния, то выходной ток стабилизатора протекает через резистор R2. Транзистор VT1 будет закрыт. При минимальном же значении (£»U) через резистор R2 ток не протекает. Выходной ток стаби­лизатора идет через транзистор VT1. В результате на транзисторе VT1 не рассеивается мощность: в первом случае — есть напряже­ние, нет тока, во втором случае — есть ток, нет напряжения. Для промежуточного состояния на транзисторе рассеивается мощность, которая в 4 раза меньше мощности, отдаваемой стабилизатором.

Стабилизатор на дифференциальном каскаде.Стабилизатор (рис. 16.23) имеет фиксированное выходное напряжение. Лишь в небольших пределах (±10%) его можно менять потенциометром R6. Дифференциальный каскад на транзисторах VT3 и VT4 выпол­няет стабилизирующие функции. Регулирующим элементом являет­ся составной повторитель на транзисторах VT1 и VT2.

Стабилизатор на составном регулирующем каскаде. Выходное напряжение стабилизатора (рис. 16.24, а) можно регулировать в пределах от 10 В до Е. Коэффициент стабилизации схемы зависит от входного напряжения. В стабилизаторе усилитель с ООС постро­ен на двух транзисторах VT3 и VT4. На базу транзистора VT4 по­дается опорное напряжение, а на базу транзистора VT3 — часть выходного напряжения. Основные характеристики стабилизатора приведены на рис. 16.24, б, в.

Рис. 16.23

Рис. 16.24

 

Стабилизатор с генератором тока. В стабилизаторе (рис. 16.25, а) опорное напряжение формируется на стабилитроне VD2, который питается от генератора постоянного тока, построенного на транзи­сторе VT1. Коллекторный ток транзистора задается стабилитро­ном VD1. Для увеличения коэффициента стабилизации при вход­ном напряжении 10 В необходимо уменьшить сопротивление рези­стора R2, увеличить тек через стабилитрон VD1. Поскольку ток че­рез стабилитрон VD2 постоянен, то при увеличении тока на выходе стабилизатора напряжение на этом стабилитроне будет также ме­няться в связи с изменением тока базы транзистора VT3. На рис. 16.25,6 приведена зависимость изменения выходного напря­жения от входного напряжения. Изменение выходного напряжения стабилизатора от тока нагрузки показано на рис. 16.25, в.

Стабилизатор с ООС. Стабилизатор (рис. 16.26, а) имеет фик-снрвпанное выходное напряжение 12,6 В. Опорное напряжение устанавливается на стабилитроне VD1. Это напряжение передается на выход через транзисторы, выполняющие функции повторителя. Транзистор VT2 включен по схеме усилителя с ОБ, а транзистор VT1 оеуществляст полную ООС. Коэффициент стабилизации зави­сит от входного напряжения. Работа стабилизатора проиллюстри­рована на графиках рис. 16.26, б, в.

Рис. 16.25

Регулируемый стабилизатор на составной каскаде. Стабилиза­тор (рис. 16.27, а) имеет регулируемое выходное напряжение. Оно меняется от 0 до 10 В. Регулировка напряжения осуществляется потенциометром R2. Между стабилитроном VDJ и регулирующим транзистором VT3 введены два транзистора, которые выполняют разные функции. Транзистор VT1 является эмиттерным повтори­телем, а транзистор VT2 — усилителем с ОБ, который охвачен пол­ной ООС. Совместно с транзистором VT3 транзистор VT2 имеет коэффициент передачи тока, равный единице. Работа стабилизато­ра отображена на графиках рис. 16.27, б, в.

Рис. 16.26

 

Регулируемый стабилизатор на генераторе тока. Стабилизатор (рис. 16.28, а) имеет регулируемое выходное напряжение от 0 до 12,6 В. Опорное напряжение устанавливается на стабилитроне VD2. Рабочая точка стабилитрона определяется генератором тока, по­строенным на транзисторе VT3. Ток задается эмиттерным резисто­ром R3 и напряжением на базе, которое устанавливается на стаби­литроне VD1. Ток через стабилитрон VD1 (устанавливается транзи­стором VT4) протекает через базовую цепь транзистора VT2, кото­рый совместно с транзистором VT1 выполняет функции регулирую­щего каскада. Транзистор VT2 включен по схеме усилителя, охва­ченного через транзистор VT1 полной ООС. Отрицательная обрат­ная связь распространяется и на транзисторе VT4. В результате транзистор VT4 выполняет двойную роль: входит в каскад сложно­го регулирующего элемента и выполняет функции токозадающего элемента в образовании стабильного опорного напряжения. На графиках рис. 16.28, б, в отражены характеристики стабилитрона.

 

Рис. 16.27

Рис. 16.28

Схема с двойной стабилизацией. Схема стабилизатора (рис. 16.29, а) имеет усилительный каскад с большим сопротивлением нагрузки. В коллекто транзистора VT4 включен генератор тока, построенный на транзисторе VT3. Коллекторн-ый ток этого транзистора задается напряжением на диоде VDL Для устранения возбуждения схемы включен конденсатор С. Составной повторитель на транзисторах VT1 и VT2 обеспечивает выходной ток стабилиза­тора. При увеличении выходного тока стабилизированное напряже­ние несколько уменьшается. Это связано с падением напряжения на переходах база — эмиттер транзисторов. Зависимость изменения выходного напряжения стабилизатора от тока нагрузки и входного напряжения показаны на рис. 16.29, б, в.

Схема с динамической нагрузкой регулирующего каскада. Вы­ходное напряжение стабилизатора (рис. 16.30, а) снимается с эмиттера транзистора VT1, рассеиваемая мощность которого опре­деляет ток нагрузки. Для увеличения коэффициента стабилизации в коллектор регулирующего транзистора VT2 включена динамиче­ская нагрузка — транзистор VT2. Для запуска стабилизатора слу­жит резистор R1, который позволяет также скомпенсировать изме­нения выходного напряжения. Поскольку транзисторы VT1 и VT2 охвачены ПОС, то установка тока нагрузки осуществляется под­бором резисторов R2 и R3. Резистор R2 включен для ограничения коллекторного тока транзистора VT2. Меняя сопротивление рези­стора R3, можно добиться необходимой зависимости коллекторного тока транзистора VT2 от тока нагрузки при изменении номинала выходного напряжения стабилизатора. Поскольку базовый ток тран­зистора VT1 равен разности коллекторных токов транзисторов VT2 и VT3, то при увеличении тока нагрузки, вызывающего уменьшение выходного напряжения, ток транзистора VT2 возрастет, а базовый ток VT3 уменьшится. В результате ток транзистора VT1 увеличится и скомпенсирует уменьшение напряжения. На рис. 16.30, б, в пред­ставлены графики, характеризующие работу стабилизатора.

Рис 16.29

Рис. 16.30

 

Стабилизатор с автокомпенсацией.В стабилизаторе (рис. 16.31, а) опорное напряжение устанавливается на диодах VD2 и VD3 с по­мощью генератора тока на транзисторе VT1. Транзистор VT2 также является генератором тока. Этот транзистор выполняет функции динамической нагрузки в усилительном каскаде. Регулирующий каскад собран на транзисторах VT3 и VT4. Для уменьшения изме­нений выходного напряжения стабилизатора с увеличением тока на­грузки ток транзистора VT3 должен протекать через диод VD2. Изменение напряжения на этом диоде компенсирует падение напря­жения на переходах база — эмиттер регулирующих транзисторов. В зависимости от прямого сопротивления диода компенсация изме­нения выходного напряжения стабилизатора может быть различ­ной. Зависимость изменений выходного напряжения от входного по­казана на рис. 16.31, б. На рис. 16.31, в показана область возмож­ных значений этих изменений.

Рис. 16.31

Рис. 16.32

 

Стабилизатор с защитой от короткого замыкания. При подаче напряжения на вход стабилизатора (рис. 16.32) транзистор VT2 открыт и в его коллекторе существует напряжение 5 В, которое не проходит через стабилитрон VD1. Транзистор VT1 закрыт. В от­крытом состоянии транзистор VT2 находится из-за того, что вы­ходное напряжение стабилизатора превышает опорное напряжение стабилитронов VD3 и VD4. На резисторе R7 будет напряжение око­ло 5 В. Транзисторы VT3 — VT5 работают в режиме стабилизации выходного напряжения. При коротком замыкании стабилизатора резко падает выходное напряжение. Оно будет меньше опорного напряжения стабилитронов VD3 и VD4. В базе транзистора VT2 присутствует нулевой потенциал. Транзистор VT2 закроется. На его коллекторе возрастет напряжение, которое превысит опорное напряжение стабилитрона VD1. Через стабилитрон потечет ток, ко­торый откроет транзистор VT1. Напряжение в коллекторе транзи-бтора VT5 упадет до нуля. Транзисторы VT3 и VT4 будут защище­ны от короткого замыкания.

 

СТАБИЛИЗАТОРЫ С ЗАЩИТОЙ

Коллекторный стабилизатор.В этом стабилизаторе (рис. 16.33, а) реализуются высокая стабильность выходного напря­жения и защита схемы от короткого…

Рис. 16.33

 

Стабилизатор с параллельной схемой защиты от перегрузкиВ стабилизаторе (рис. 16.34, а) выходное напряжение устанавлива­ется в коллекторе транзистора VT1. Составной эмиттерный повто­ритель образован транзисторами VT2 и VT3. Подбором резистора R4 можно добиться коэффициента стабилизации более 10³.

Для защиты стабилизатора от перегрузок на выходе включен резистор R6. Ток нагрузки создает падение напряжения на этом резисторе. Это напряжение открывает транзистор VT5. Для увели­чения порога открывания транзистора VT5 включен диод VD2 Коллекторный ток транзистора VT5 открывает транзистор VT4, который уменьшает напряжение в базовой цепи составного эмиттер­ного повторителя. В результате напряжение на выходе уменьшает­ся. На рис. 16.34, б представлена зависимость выходного напряже­ния от тока нагрузки.

Стабилизатор с последовательной схемой защиты от пере­грузки. Для защиты стабилизатора (рис. 16.35, а) от перегрузок в нее введен транзистор VT4, который открывается, когда напря­жение на резисторе R6 превышает 0,4 В. Протекающий коллектор­ный ток транзистора VT4 уменьшает напряжение на базе составно­го эмиттерного повторителя. Выходное напряжение стабилизатора определяется напряжением на коллекторе транзистора VT3. Изменение выходного напряжения от тока нагрузки показано на рис. 16.35, б.

Рис. 16.34

Рис. 16.35

 

Стабилизатор с отрицательным коэффициентом стабилизации.Стабилизатор напряжения (рис. 16.36, а) построен по схеме состав­ного эмиттерного повторителя. Опорное напряжение устанавливает­ся на коллекторе транзистора VT3. Это напряжение имеет отрица­тельный коэффициент стабилизации: с увеличением входного на­пряжения опорное напряжение уменьшается. С помощью резистора R4 можно менять коэффициент стабилизации. При некоторых со­противлениях резистора R4 зависимость ДU=f(E) может иметь го­ризонтальный участок для E=14 В (рис. 16.36, б). Для стабилиза­тора с фиксированным выходным напряжением 12,6 В горизонталь­ный участок начинается при напряжении E=19 В. На рис. 16.36, в представлена зависимость ДU от тока нагрузки.

Стабилизатор с динамическим опорным напряжением.В схему стабилизатора (рис. 16.37, а) введен ограничивающий резистор R6. Падение напряжения на этом резисторе через транзистор VT2 передается в каскад формирования опорного напряжения. Эта ОС позволяет увеличивать выходное напряжение стабилитрона с уве­личением тока нагрузки или поддерживать это напряжение посто­янным со сколь угодно высокой точностью. При больших токах нагрузки на резисторе R5 падает значительная часть входного на­пряжения. Транзистор VT3 входит в насыщение. Напряжение на выходе уменьшается с уменьшением сопротивления нагрузки (рис. 16.37, б).

Рис. 16.36

Рис. 16.37

 

Стабилизатор с управляемым опорным напряжением. В стаби­лизаторе (рис. 1(5.38, а) опорное напряжение устанавливается на коллекторе транзистора УТ1. В зависимости от сопротивления ре­зистора R4 опорное напряжение может иметь положительный или отрицательный коэффициент стабилизации. Опорное напряжение че­рез составной повторитель подается на выход стабилизатора. При увеличении тока в нагрузке выходное напряжение уменьшается из-за падения напряжения на переходах база — эмиттер. Включение на выходе, стабилизатора резистора R6 и транзистора VT4 изменяет зависимость выходного напряжения от тока нагрузки. Выходное напряжение будет увеличиваться с увеличением тока нагрузки, по­скольку с увеличением падения напряжения на резисторе R6 от­крывается транзистор VT4, который своим коллекторным током за­крывает транзистор VТ1. Напряжение в коллекторе этого транзи­стора увеличиваемся (рис. 16.38, б).

Рис. 16.38 Рис. 16.39

 

Уменьшение пульсаций опор­ного напряжения. Стабилизатор (рис. 16.39) имеет дополнитель­ный выпрямитель для уменьшения пульсаций в коллекторе усили­тельного транзистора VT3. Пуль­сирующее входное напряжение заряжает конденсатор С1 через диод VD1 до максимального зна­чения. На выходе выпрямителя включен стабилизатор напряже­ния на стабилитроне VD2 с на­пряжением стабилизации 8 В.

Стабилизатор обеспечивает коэффициент стабилизации около 100 при токе нагрузки до 0,8 А.

Ослабитель переменной составляющей. Стабилизатор (рис. 16.40) уменьшает переменную составляющую на фильтрующем конденсаторе С1. Пульсирующее напряжение в т. 1 ограничивается на ста­билитроне VD1. Ограничение напряжения через составной эмиттер-ный повторитель передается на конденсатор С1.

Рис. 16.40

 

СТАБИЛИЗАТОРЫ С ОУ

Стабилизатор с ОУ и защитой от короткого замыкания.В стабилизаторе (рис. 16.41, а) в качестве сравнивающего устрой­ства используется ОУ. Опорное…

Рис. 16.41

 

Стабилизаторы напряжения на ОУ. Стабилизатор (рис. 16.42, а) обеспечивает на выходе напряжение 15 В при токе нагрузки 0,5 А. Стабилизирующим элементом в этой схеме является ОУ, с помощью которого можно получить коэффициент стабилизации более 4-10⁴. Опорное напряжение, образованное диодом VD1 и транзистором VT3, подается на один вход ОУ, а второй вход подключается к делителю, обеспечивающему запуск стабилизатора при его включении. Высокая стабильность опорного напряжения обеспечивается цепоч­кой VD1, VT3, в которой транзистор выполняет роль генератора тока.

Для уменьшения влияния обратного тока транзистора VT1 применяется резистор R1. Резистор R2 ограничивает базовый ток транзистора VT2. Параметры корректирующей цепочки R3 С1 выбра­ны с учетом работы ОУ при глубокой ОС.

Для получения напряжения на выходе стабилизатора, превы­шающего питающего напряжение ОУ, следует применить схему рис. 16.42, б. В этой схеме питание усилителя осуществляется от дополнительного стабилизирующего каскада Rl, VD1, VD2 кото­рый обеспечивает напряжение 24 В. С помощью этой схемы можно получить коэффициент стабилизации более 2-10⁴ при токе нагруз­ки 1 А.

 

Рис. 16.42

Рис. 16.43 Рис. 16.44

 

Стабилизатор с регулируемым коэффициентом стабилизации. Стабилизатор (рис. 16.43) имеет коэффициент стабилизации более 10⁵. В зависимости от сопротивления резистора R4 коэффициент стабилизации может быть положительным иди отрицательным. Для уменьшения мощности, рассеиваемой транзистором VT3, включается резистор R7. Сопротивление этого резистора определяется постоян­ным током нагрузки. Ток же, связанный с изменением сопротивле­ния нагрузки, протекает через транзистор VT3.

Высоковольтный стабилизатор на ОУ. Высоковольтный стаби­лизатор напряжения (рис. 16.44) имеет коэффициент стабилизации более 10³. Он рассчитан на токи до 0,1 А. В качестве усилительного элемента применен ОУ, питающее напряжение которого поднято на уровень 100 В. Для предотвращения неисправности стабилизатора желательно входное напряжение повышать плавно до нужного значения.

Рис. 16.45

 

Высоковольтный стабилизатор. Высоковольтный стабилизатор (рис. 16.45) имеет на выходе £00 В. При токе нагрузки 0,1 А вход­ное напряжение должно равняться 300 В. Схема обладает коэффи­циентом стабилизации более 10⁴. Это достигается тремя видами ослабления пульсаций. С помощью стабилитронов VD1 — VD3 уста­навливается опорное напряжение 250 В. Для уменьшения внутрен­него сопротивления стабилитронов включен конденсатор С1, кото­рый совместно с резистором R1 образует фильтрующую цепь. Ос­новной стабилизирующей схемой являются ОУ и регулирующие транзисторы VT1 и VT2. С помощью стабилитронов VD5 и VD6 напряжение на входе ОУ уменьшается до единиц вольт. На этом уровне происходят изменения выходного напряжения. Опорное на пряжение также лежит в этом диапазоне. Все изменения выходно­го напряжения умножаются на коэффициент усиления ОУ и посту­пают на вход регулирующих транзисторов, которые сглаживают эти изменения.

 

Глава 17

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ

Преобразователи напряжения служат для преобразования постоянного напряжения в переменное или в постоянное напряжение другого уровня. Преобразователи… Преобразователи переменного напряжения используют для по­лучения… Существуют трансформаторные и резистивно-конденсаторные преобразователи. В основу преобразователя положен генератор,…

ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫЕ МОСТЫ

Выпрямительные мосты на интегральных микросхемах.Схемы выпрямительных мостов приведены на рис. 17.1. Обратный ток диодов равен 100 мкА. Среднее прямое напряжение при макси­мальном токе составляет 1,2 В. Максимально допустимое импульс­ное обратное напряжение равно 50 В. Средний прямой ток равен 500 мА.

Рис. 17.1

 

Выпрямительный мост. Выпрямитель на большие напряжения требует включения группы последовательно соединенных диодов (рис. 17.2, а), а при больших токах — группы параллельно соеди­ненных диодов (рис. 17.2, б). Последовательное включение требует учета обратного сопротивления диодов. Разброс обратных сопро­тивлений диодов ведет к неравномерному распределению обратного напряжения между ними. Для нормализации обратных сопротивле­ний включают параллельные резисторы: для германиевых — 50 кОм, для кремниевых — 200 кОм. При параллельном включении диодов ток протекает в основном через диод с меньшим прямым сопро­тивлением. Для выравнивания на­грузок диодов необходимо вклю­чать последовательно с диодом добавочное сопротивление.

Рис. 17.2

Рис. 17.3

 

Выпрямитель напряжения. От источника переменного напряже­ния (рис. 17.3) можно получить три источника с постоянным на­пряжением. Напряжение -f-8 В образуется при двухполупериод-ном выпрямлении. Источник на­пряжения + 16 В образуется при удвоении переменного напряже­ния. Для получения напряжения — 8 В применена схема удвоения, в которой конденсатор С4 заря­жается от одной полуволны. Он не перезаряжается, как это проис­ходит в схеме удвоения.

Стабилизированный выпрямитель. Двухполупериодный выпря­митель (рис. 17.4) собран на диодах VD1 и VD2 и конденсаторах С1 и С2. Через диоды конденсаторы заряжаются до напряжения 60 В. Выходное напряжение формируется в результате открывания транзисторов VT1 и VT2 отрицательными импульсами, которые по­ступают с обмотки трансформатора. Отрицательные полуволны ог­раничиваются стабилитроном на уровне 40 В. Через транзисторы протекает ток почти прямоугольной формы. Выходной ток выпрями­теля 300 мА.

ТРАНЗИСТОРНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

 

Коллекторный преобразователь. Преобразователь (рис. 17.5) построен по схеме трансформаторного мультивибратора. Первичные обмотки W1 и W2 включены в коллекторные цепи транзисторов.

Рис. 17.4

Одна обмотка W3 ПОС управляет работой обоих тран­зисторов. Когда на конце обмотки W3 формируется отрицательный импульс, открывается транзистор VT1. В это время положительный сигнал в начале обмотки W3 закрывает транзистор VT2 и проходит через диод VD3. При смене полярности сигналов на этой обмотке состояние транзисторов изменится. Резистор R2 служит для ограни­чения базового тока. Резистор R1 открывает оба транзистора для первичного запуска схемы. Включение диода VD2 в цепь питания защищает преобразователь от случайного изменения полярности пи­тающего источника. Для пермаллоевого сердечника обмотки W1 и W2 имеют по 75 витков. Базовая обмотка W3 имеет 9 витков. Чис­ло витков базовой обмотки следует согласовать с сопротивлением нагрузки.

Рис. 17.5 Рис. 17.6

 

Эмиттерный преобразователь со стабилизацией.Преобразователь (рис. 17.6} собран по схеме блокинг-генератора с эмиттернон ОС. Запуск схемы обеспечивают резисторы R1 и R4, которые открывают транзисторы VT1 и VT2. Для стабилизации амплитуды выходного прямоугольного сигнала базовый сигнал отрицательной полярности проходит через диод VD2 (VD4) и ограничивается на стабилитроне VD5. В результате переменное напряжение в эмиттерных обмотках WI не зависит от входного напряжения. Схема преобразователя может работать на частотах свыше 10 кГц.

Преобразователь с общим запуском. В схеме преобразователя (рис. 17.7, а) транзисторы включены в режиме с ОЭ. Для запуска генератора применяется цепочка Rl, VD2. При включении питания диод VD2 закрыт. На базы транзисторов через резистор R1 приложено напряжение Е. Транзисторы открываются, ив схеме воз­никают колебания. С возникновением колебаний резистор R2 не входит в цепь ПОС. Для ограничения базового тока включен рези­стор R2. В цепь ПОС включен диод VD2. При E=25 В на базовой обмотке возникает сигнал с амплитудой 3 В. При изменении Е ча­стота генератора меняется по линейному закону (рис 177 б) Эта зависимость получена на ферритовом сердечнике при 2 В/виток.

Рис. 17.7 Рис. 17.8

Рис. 17.9

 

Эмиттерный преобразователь с раздельным запуском. Преоб­разователь напряжения (рис. 17.8) собран по схеме двухтактного блокинг-генератора с нагрузкой в цепи эмиттера. Для запуска гене­ратора существуют две цепочки Rl, VD1 и R2, VD4 С включением питания через базовую цепь течет ток E/R₁(R₂). Этот ток запуска­ет генератор. Базовая обмотка ПОС поддерживает колебания. Тран­зисторы работают в режиме переключения. При закрывании тран­зистора в эмиттерной обмотке возникает импульс напряжения, ко­торый значительно превышает предельно допустимое напряжение база — эмиттер. Для защиты переходов включены диоды VD2 и VD3, которые открываются под действием этого импульса. Падение напряжения на диодах достаточно для закрывания транзисторов.

Стабилизация амплитуды в эмиттерном преобразователе. Преоб­разователь (рис. 17.9) совмещает две функции: генерацию прямо­угольных импульсов и стабилизацию амплитуды сигнала. Для вы­полнения функций стабилизации амплитуды выходного сигнала ба­зовая обмотка по числу витков превышает эмиттерную обмотку в 1,2 — 1,5 раза. В результате напряжение в базе транзисторов боль­ше эмиттерного напряжения. Под действием импульса отрицатель­ной полярности в базе транзистора открывается диод VD2 (VD3), который пропускает этот сигнал на стабилитрон. Стабилитрон нор­мализует амплитуду базового сигнала. Независимо от напряжения питания (от 22 до 30 В) на базе существует сигнал с амплитудой 20 В. Запуск генератора осуществляется цепочкой Rl, VD4. Для за­щиты преобразователя от изменения полярности питающего напря­жения служит диод VD1.

ДВУХКАСКАДНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

Преобразователь с трансформаторным усилителем мощ­ности. Преобразователь (рис. 17.10) состоит из задающего генера­тора (транзисторы VT4 и VT5) и…

Рис. 17.10

 

Двухкаскадный преобразооатель. Задающий генератор преобра­зователя (рис. 17.11) построен на транзисторах VT1 и VT2 и тран­сформаторе Tpl. Для запуска генератора служит цепочка Rl, VD1 При включении питания минусовое напряжение проходит через диод VD2 и через резистор R1 поступает на базы транзисторов VT1 и VT2. Оба транзистора в проводящем состоянии. В схеме возника­ют прямоугольные колебания. Сигналы с обмотки W3 подаются на составной каскад усилителя мощности, выполненный на транзисто­рах VT3 — VT6. Транзисторы VT3, VT4 и VT5, VT6 параллельно ра­ботают на общую нагрузку. Обмотка трансформатора Tpl имеет сечение 2 см², а обмотка трансформатора Тр2 — 12 см².

Рис. 17.11

Мостовая схема преобразователя.В мостовой схеме преобразо­вателя (рис. 17.12) одновременно открываются два транзистора-VT1, VT4 или VT2, VT3. На обмотке W1 формируется напряжение прямоугольной формы с амплитудой 50 В. Для запуска схемы слу­жит цепочка R4.VD1. При включении питания транзисторы VT2 и VT4 открываются и находятся в линейном режиме. Обмотка W1 для пермаллоевого сердечника имеет 150 витков, а базовые обмот­ки W2 по 10 витков.

Мостовой двухкаскадный преобразователь. Преобразователь (рис. 17.13) состоит из задающего генератора и двухтактного уси­лителя мощности. Генератор собран на трансформаторе Тр2 и транзисторов VT5 и VT6. Выходной сигнал прямоугольной формы подается в базы транзисторов, которые открываются в определен­ной последовательности. Одновременно в открытом состоянии на­ходятся транзисторы VT1 и VT4 или VT2 и VT3. На первичную об­мотку трансформатора Tpl прикладывается все напряже­ние питания. На вторичной об­мотке этого трансформатора существует сигнал прямо­угольной формы с амплитудой 80 В при W1 = W2.

Рис. 17.12

 

Высоковольтный преоб­разователь. Преобразователь (рис. 17.14) построен по прин­ципу преобразования постоян­ного напряжения с независи­мым задающим генератором и усилителем мощности, собран­ным по мостовой схеме. Для обеспечения стабильности вы­ходного напряжения задающий генератор должен иметь срав­нительно высокую и стабильную когда транзистор VT3 закрыт, отрицательный потенциал проходит через транзистор VT3 и открывает транзистор VT4. В эмиттере транзистора VT4 появляется сигнал, равный напряжению источника питания. В результате конденсатор С4 заряжается через диод VD2 до напряжения Е. В следующий момент, когда в коллекторе тран­зистора VT2 будет нулевой потенциал, откроется транзистор VT5. Через этот транзистор и через диод VD1 конденсатор СЗ зарядится до напряжения Е. К концу второго сигнала мультивибратора кон­денсаторы СЗ и С4 будут заряжены до напряжения Е. На выходе будет напряжение 2Е. Следует заметить, что, если точку соединения конденсаторов СЗ и С4 принять за общую для последующей схемы, то в результате получим два источника питания разной полярности.

Рис. 17.13 Рис. 17.14

Рис. 17.15

Делитель напряжения. Устройство (рис. 17.16) позволяет преоб­разовать источник напряжения Е в два источника разной полярно­сти. Напряжения источников питания могут выбираться в любой пропорции относительно Е. В сумме они должны давать напряже­ние Е. С помощью делителя R1 и R2 получается напряжение Е/2. Это напряжение подается на базу транзистора VT1, который явля­ется левым плечом схемы дифференциального усилителя. Второй вход усилителя соединен с общей (средней) точкой выходных ис­точников питания. Несимметричные токи источников питания U₁ и U₂ стремятся сместить общую точку. В результате в коллекторе транзистора VT1 возникает напряжение разбаланса. Это напряже­ние усиливается транзистором VT3 и через эмиттерный повторитель VT4 подается на базы мощных транзисторов VT5 и VT6, которые выравнивают потенциал общей точки. Транзисторы не могут на­ходиться одновременно в открытом состоянии. Ток разбаланса про­текает через один транзистор.

Рис. 17.16

Рис. 17.17 Рис. 17.18

 

Делитель напряжения на составных транзисторах. Источник пи­тания 24 В с помощью ОУ (рис. 17.17) преобразуется в два источ­ника по 12 В. Выходные напряжения имеют противоположную по­лярность. Выходные напряжения могут подключаться к разным на­грузкам. Балансировка схемы осуществляется за счет ООС ОУ. Раз­ные выходные токи балансируются транзисторами. Конденсатор С1 позволяет значительно уменьшить уровень шумов на выходе и предотвращает возможность возникновения генерации.

Делитель напряжения на ОУ. Делитель напряжения (рис. 17.18) собран на транзисторе. В качестве балансирующего элемента ис­пользуется ОУ. Этот усилитель удобно использовать, когда напря­жение питания Е не превышает допустимого напряжения интег­ральной микросхемы: для К140УД1Б напряжение Е должно быть не более 25 В. С помощью высокоомного потенциометра R1 — = 100 кОм устанавливается необходимое отношение выходных на­пряжений U₁ и U₂. Сопротивление резистора R2 выбирается, исходя из нагрузочного сопротивления R_н2. Сопротивление этого резистора можно рассчитать по формуле R2 = 0,8R_н2(U₁/U₂). Сопротивление резистора R3 определяется по формуле

где h_21Э — коэффициент передачи тока транзистора VT. Максимально допустимая мощность потребления нагрузками R_H1 и R_H2 будет оп­ределяться допустимой мощностью, рассеиваемой транзистором: P=U_lU₂(R_н1 + R₂)/R_н1R₂.

Рис. 17.19 Рис. 17.20

 

Двухполупериодный преобразо­ватель.Преобразователь (рис. 17.19) построен на симмет­ричном мультивибраторе, пере­менный сигнал которого детекти­руется двухполупериодной схемой. Для увеличения мощности вы­ходного сигнала в каждое пле­чо мультивибратора включен со­ставной эмиттерный повторитель, который обеспечивает необходи­мый ток нагрузки.

Диодный умножитель напря­жения. Преобразователь (рис. 17.20) состоит из генера­тора, собранного на транзисторах, и диодно-конденсаторного умножителя напряжения. Частота генератора определяется Конденсатором С1 и резисторами R1 и R2. Выходной сигнал генератора проходит умножающую цепочку и заряжает конденса­тор С5. Умножитель рассчитан на выходной ток 10 мА Для увели­чения тока нагрузки необходимо поставить эмиттерный повтори­тель после генератора и увеличить емкости конденсаторов С2 — С4

Двухполупериодный диодный преобразователь. Преобразователь напряжения (рис. 17.21) состоит из мультивибратора (транзисторы VT3 и VT4), двух составных эмиттерных повторителей (транзисто-ры VT1 и VT2, VT5 и VT6) и выпрямительного моста (диоды VD1 — VD4). При работе мультивибратора сигналы прямоугольной формы с амплитудой 5 В через конденсаторы С1 и С2 поступают на выпрямитель. Поскольку импульсы положительной полярности попеременно приходят на выпрямительный мост то с левого то с правого плеча мультивибратора, на выходе диодов VD1 и VD3 будет положительное напряжение, равное 5 В. Относительно общей шины получается напряжение 10 В. Максимальный ток, отдаваемый преобразователем, будет определяться типом транзисторов эмиттер-ных повторителей.

Параллельно-последовательный умножитель. В основу схемы умножения (рис, 17.22) положен принцип параллельного заряда нескольких конденсаторов и последовательного разряда их на суммирующий конденсатор. Данное устройство осуществляет умно­жение на три.

Рис. 17.21

Рис 17.22

 

Задающий мультивибратор, собранный на транзисторах VT1 и VT2, формирует сигнал прямоугольной формы. Для уменьшения выходного сопротивления генератора стоит составной эмиттерный повторитель на транзисторах VT3 и VT4. Когда в коллекторе тран­зистора VT2 напряжение равно — 30 В, конденсатор заряжается через диод VD1. За это время заряжаются конденсаторы С4 и С5 через соответствующие диоды. При открывании транзистора VT2 на его коллекторе появляется нулевое напряжение. Напряжения на конденсаторах СЗ и С4 откроют транзисторы VT5 и VT6. В ре­зультате конденсаторы СЗ — С5 будут включены последовательно. Суммарное напряжение через диод VD4 будет приложено к конден­сатору Сб. Конденсатор С6 зарядится до утроенного напряжения источника питания. Поскольку вторая обкладка этого конденсато­ра подключена к питающему напряжению, то суммарное выходное напряжение будет больше 100 В На выходе умножителя можно получить любое другое напряжение, применяя различное число каскадов. Частота работы мультивибратора выбирается с учетом постоянной времени заряда конденсаторов С4 и С5 через резисто­ры R6 и R8

Трансформаторный параллельно-последовательный умножи­тель. Преобразователь напряжения (рис. 17.23) собран по схеме умножителя, который управляется внешним сигналом прямоугольной формы. Амплитуда переменного напряжения в базах транзи­сторов равна 3 В. Когда транзисторы VT1 — VT3 закрыты транзи­стор VT4 открыт. Конденсаторы С1 — СЗ одновременно заряжаются через диоды VD1 — VD6. При изменении состояния транзисторов конденсаторы С1 — СЗ будут включены последовательно. Диод VD7 откроется. На выходе возникнет импульс с амплитудой 200 В. До этого напряжения заряжается и выходной конденсатор. Частота следования управляющих сигналов равна 1 кГц.

Рис. 17.23

 

УМНОЖИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ

Преобразователи с накопительными конденсаторами.Удвоители напряжения используют свойство накапливать и в те­чение некоторого времени сохранять… Рис. 17. 24 (а — и)

Рис. 17.25

 

Двухполупериодная схема умножения. Умножитель напряже­ния (рис. 17.26) состоит из двух симметричных схем. В одну схему входят элементы С1, С2, VD1, VD2, а во вторую — СЗ С4 VD3 VD4. Конденсатор С2 является общим. Он заряжается пульсирую­щим напряжением с удвоенной частотой.

Рис. 17.26

 

ПРИЛОЖЕНИЕ.

УКАЗАТЕЛЬ СХЕМ ВКЛЮЧЕНИЯ МИКРОСХЕМ И ИХ ЗАРУБЕЖНЫЕ АНАЛОГИ

ОГЛАВЛЕНИЕ

 

Предисловие

Глава I. Микросхемы и схемы их включения

1. Микросхемы серии К140

2. Микросхемы серии К153

3. Микросхемы серии К154

4. Микросхемы серии К157

5. Микросхемы серии К544

6. Микросхемы серии К574УД1

Глава 2. Эквиваленты радиоэлементов

1. Резисторные мосты

2. Потенциометры

3. Аттенюаторы

4. Эквиваленты конденсаторов

5. Эквиваленты диодов и транзисторов

6. Параметры контура

7. Преобразователи сопротивлений

8. Преобразователи тока

9. Преобразователи «напряжение — ток»

10. Каскодное включение

Глава 3. Двухполюсники с отрицательным сопротивлением

1. Схемы с характеристикой S-вида

2. Схемы с характеристикой N-вида

Глава 4. Усилители

2. Сдвоенные ОУ 3. Расширение возможностей ОУ 4. Усилители мощности

Глава 5. Фильтры

1. Фильтры с полосой пропускания до 1 кГц

2. Многозвенные фильтры

3. Управляемые фильтры

4. Фильтры на микросхемах

5. Фильтры на транзисторах

6. Фильтры с повторителями напряжения

7. Фильтры на усилителях

8. Полосовые фильтры

9. Перестраиваемые фильтры

Глава 6. Модуляторы постоянного тока

1. Переключатели на микросхемах

2. Переключатели на биполярных транзисторах

3. Переключатели на полевых транзисторах

4. Переключатели со схемой управления

Глава 7. Модуляторы переменного тока

1. Модуляторы на полевых транзисторах

2. Модуляторы гармонических колебаний

3. Модуляторы со схемой управления

4. Модуляторы ВЧ колебаний на биполярных транзи­сторах

5. Модуляторы на ОУ

Глава 8. Детекторы

1. Двухполупернодные детекторы

2. Детектооы ВЧ сигналов

3. Детекторы с ОУ

4. Детекторы с нелинейными передаточными характери­стиками

5. Частотные детекторы

6. Фазовые детекторы

7 Однотактные детекторы

8. Двухтактные детекторы

Глава 9. Генераторы гармонических колебаний

1. Однокаскадные генераторы

2. Многодиапазонные генераторы

3. Генераторы на микросхемах

4. Генераторы многофазных сигналов

5. Генераторы с управляемой амплитудой сигнала 6 Многозвенные генераторы

Глава 10. Импульсные генераторы

1. Генераторы на транзисторах

2. Генераторы на микросхемах

Глава 11. Генераторы сигналов специальной формы

1. Импульсные генераторы

2. Генераторы сигнала пилообразной формы

3. Управляемые генераторы

4. Генераторы на ОУ

5. Генераторы сложных сигналов

Глава 12. Управляемые импульсные генераторы

1. Двухкаскадиые релаксаторы

2 Трехкзскадные релаксаторы

3. Многокаскадные релаксаторы

4. Релаксаторы на логических элементах

5. Преобразователи на ОУ и компараторах

6. Счетчики импульсов

Глава 13. Компараторы, сравнивающие устройства, огра­ничители

1. Ограничители

2. Преобразователи формы сигнала

3. Пороговые устройства

Глава 14. Преобразователи частоты

1. Преобразователи на транзисторах

2. Преобразователи на микросхемах

3. Умножители частоты

Глава 15. Преобразователи сигналов

1. Фазочувствительные схемы

2. Схемы формирования абсолютного значения

3. Умножители

4. Аппроксиматоры

5. Фазосдвигающие схемы

6. Интеграторы, дифференциаторы

7. Преобразователи сигналов

Глава 16. Стабилизаторы напряжения и тока

1. Формирователи опорного напряжения

2. Маломощные транзисторные стабилизаторы

3. Микросхемные стабилизаторы

4. Мощные стабилизаторы

5. Стабилизаторы с защитой

6. Стабилизаторы с ОУ

Глава 17. Преобразователи напряжения

1. Выпрямительные мосты

2. Транзисторные преобразователи

3. Двухкаскадные преобразователи

4. Бестрансформаторные преобразователи

5. Умножители напряжения

Приложение. Указатель схем включения микросхем и их зарубежные аналоги

 

 

ББК 32.84

Г70

УДК 621.396.6(035)

Редакционная коллегия:

Белкин Б. Г., Бондаренко В. М., Борисов В. Г., Геништа Е. Н., Горо­ховский А. В., Ельяшкевич С. А., Жеребцов И. П., Корольков В. Г., Смирнов А. Д., Тарасов Ф. И., Хотунцев Ю. Л., Чистяков Н. И.

Горошков Б. И.

  Описаны практические схемы функциональных узлов, которые могут быть… Дано описание принципа работы этих схем и основные харак­теристики, определяющие область их применения.

ББК 32.84

Г---------------91-84

ФО.З

 

РЕЦЕНЗЕНТ Е. Л. ШИЛО

 

Редакция литературы по электронной технике

 

БОРИС ИВАНОВИЧ ГОРОШКОВ

 

РАДИОЭЛЕКТРОННЫЕ УСТРОЙСТВА (СПРАВОЧНИК)

Редактор Л. С. Чеглаков Редактор издательству Н. В. Ефимова Художник В. Я. Вагант

OCR Pirat