Реферат Курсовая Конспект
СВЯЗЬ ДВУХ ВОЛНОВОДОВ ЧЕРЕЗ МАЛОЕ ОТВЕРСТИЕ - раздел Политика, НАПРАВЛЕННЫЕ ОТВЕТВИТЕЛИ СВЕРХВЫСОКИХ ЧАСТОТ Итак, Направленный Ответвитель, Представляя Собой Полностью С...
|
Итак, направленный ответвитель, представляя собой полностью согласованное четырехплечное разветвление, включает механизм связи (область связи) и активные нагрузки. Можно сказать, что многообразие ответвителей определяется многообразием областей связи.
Область связи – совокупность некоторого числа определенного типа элементов связи, расположенных на стенке, которая является общей для основного и вспомогательного волноводов. Геометрические размеры элементов связи, их расположение на общей стенке и число определяют переходное ослабление ответвителя.
Простейшей областью связи является одно отверстие, которое обладает собственной направленностью. При конструировании направленных ответвителей наиболее часто применяются элементы связи в форме круглых отверстий, щелей (продольных и поперечных), крестиков и отверстий эллиптического типа.
Переходное ослабление элемента связи зависит от того, на какой стенке волноводного тракта расположен
Рис. 2. Связь прямоугольных волноводов через малое отверстие.
элемент связи. Поэтому различают направленные ответвители со связью на узкой или широкой стенке волновода.
Рассмотрим зависимость между переходным ослаблением, и геометрическими размерами для наиболее часто употребляемых форм элементов связи, так как расчет геометрических размеров элементов связи направленного ответвителя по заданному переходному ослаблению является неотъемлемой частью расчета направленного ответвителя в целом.
На рис. 2 показано несколько способов связи двух прямоугольных волноводов через небольшое круглое отверстие. На рис. 2 а связь между волноводами обусловлена продольным магнитным полем Hz, на рис. 2 в – связь через тангенциальное магнитное поле Hz, которое равно нулю, если отверстие связи находится в центре главного волновода, и не равно нулю при смещении отверстия от центра. Таким образом, в обоих рассмотренных случаях связь волноводов осуществляется только за счет тангенциальной компоненты магнитного поля. На рис. 2 б наблюдается связь волноводов по электрическому, полю, нормальному к отверстию связи Еу, и магнитному полю Нх и Hz, если отверстие связи находится не на центральной линии.
Рис. 3 иллюстрирует электрическую и магнитную связи двух волноводов через малое отверстие (рис. 2 б).
Теория связи двух волноводов через малое отверстие дана Бете [3].
Рис. 3.
а – электрическая связь через малое отверстие; б — магнитная связь через малое отверстие. I – основной тракт, II – вспомогательный тракт.
Если предположить, что падающая волна основного типа колебания поступает в основной тракт (волновод) I с единичной амплитудой, то во вспомогательном тракте (волноводе) II появятся электромагнитные волны основного типа .колебания с амплитудами А и В. В общем случае, когда основная ось отверстия связи направлена вдоль оси х или у (индекс 1), а другая – вдоль оси z (индекс 2), амплитуды А и В определяются соотношениями:
(1)
где – по поперечному сечению волновода;
M1 и М2 – магнитные поляризуемости отверстия связи;
Ре – электрическая поляризуемость;
m и а – основной и вспомогательный волноводы;
λ – длина волны в свободном пространстве;
Em и Еа – электрические поля, нормальные к отверстию связи;
Hm и Hа – поперечные магнитные поля одной и той же амплитуды в обоих волноводах, которые тангенциальны отверстию.
Итак, имеются два вида связи двух волноводов через малое отверстие: через нормальное электрическое поле и через тангенциальное магнитное поле.
Соотношения (1) справедливы для отверстий, геометрические размеры которых достаточно малы в сравнении с размерами волновода» так что можно пренебречь изменением величины и фазы поля вдоль отверстия связи. Кроме этого, необходимо, чтобы отверстие связи было достаточно удалено от углов волновода.
Связь двух прямоугольных волноводов через небольшое круглое отверстие является частным случаем связи двух волноводов через отверстие эллиптического типа, которое характеризуется поляризуемостями вида [4]:
(2)
где M1 и М2 – компоненты магнитной поляризуемости соответственно вдоль большой и малой осей эллипса,
є – эксцентриситет эллипса,
2р и 2q – соответственно большая и малая оси элемента,
Е* и F* – полные эллиптические интегралы первого и второго рода.
Смысл величин Р'е, М'1 М'2 ясен из системы (2). Зависимости этих величин от эксцентриситета эллипса є приведены на рис. 4.
Из графиков, представленных на рис. 4, и выражений системы (2) следует, что для круглого отверстия
тогда
где r – радиус отверстия связи.
и х1→0 (стремление х1 к
Рис. 11. Нормализованные кривые для «риблетовского» элемента
связи.
нулю означает, что продольная щель расположена близко к узкой стенке волновода), получим выражение для амплитуды волны, возбуждаемой во вспомогательном волноводе «риблетовским» элементом связи:
(17)
откуда переходное ослабление «риблетовского» элемента связи равно:
(18)
Последнее выражение является общепризнанным и, применяется для расчета переходного ослабления «риблетовского» элемента связи [13, 14].
На рис. 11 приведены графики, которые могут быть использованы для приближенных расчетов переходного ослабления «риблетовского» элемента связи в случае волноводного канала сечением 2 : 1 [15].
Вообще выражение (18) приближенно, так как в реальных конструкциях продольная щель расположена на некотором расстоянии от узкой стенки волновода. С учетом этого выражение для переходного ослабления «риблетовского» элемента связи примет вид:
(19)
Крестообразный элемент связи. Если в выражении (16) х=х1, то совокупность продольной и поперечной щелей образует крестообразное отверстие связи, которое возбуждает во вспомогательном волноводе электромагнитную волну с амплитудой, равной:
(20)
где
В случае равенства геометрических размеров продольной и поперечной щелей M1* = M2* и Pe*=2PeFe. Но так как С+= –20 lg |А+|, то
Выражение (21) аналогично выражению для переходного ослабления круглого отверстия связи, расположенного на широкой стенке волновода. Поэтому естественно поставить вопрос об оптимальной характеристике переходного ослабления крестообразного отверстия связи в зависимости от его положения относительно оси волновода. Крестообразное отверстие связи отличается от круглого различным соотношением магнитной и электрической поляризуемостей: для крестообразного отверстия связи, как правило, М1*=М2* >> Ре*, для круглого –М1 = М2=2Ре.
Используя условия оптимальности характеристики переходного ослабления (14), получим hопт для крестообразного отверстия связи, которое определяется соотношением вида:
λg1, λg2 – длины волн в волноводе, соответствующие краям заданного диапазона; Fm1, Fm2, Fel, Fe2 – значения коэффициентов затухания Fm и Fe на краях диапазона, причем
l и ω – соответствующие размеры крестообразного отверстия связи.
Зависимости hопт крестообразного отверстия связи от геометрических размеров отверстия для волноводного канала сечением 2 : 1 и каналов близкого сечения, нашедших применение в технике сверхвысоких частот, представлены графически на рис.12.
Диапазон длин волн, в котором характеристика переходного ослабления крестообразного отверстия связи должна быть оптимальна, выбран таким же, как и для круглого отверстия связи, –0,5λкр÷0,8 λкр.
Из графиков, приведенных на рис. 12, видно, что элемент связи, для которого =const, обладает меньшим перепадом (Δh = hопт max – hопт min) в заданном интервале , чем элемент связи с ω=const.
Сравнивая значения hопт для крестообразного отверстия связи со значениями hопт для круглого отверстия связи (рис. 9), следует отдать предпочтение первому виду связи, для которого hопт слабее зависит от геометрических размеров элемента связи.
Однако в технике сверхвысоких частот направленные ответвители с элементами связи в виде круглых отверстий получили широкое распространение из-за технологичности изготовления области связи.
Как уже отмечалось, при конструировании направленных ответвителей обычно стремятся выбрать такой тип элемента связи и так расположить его, чтобы величина переходного ослабления как можно меньше изменялась в рабочем диапазоне длин волн. Разность максимального и минимального значений переходного ослабления в диапазоне принято называть перепадом переходного ослабления и записывать в виде:
(23)
Рис. 12. Зависимость hопт от геометрических размеров крестообразного отверстия связи:
1 – канал 24×48, ω t/2 =0,5 мм; 2 – канал 24×48, l/ω=0,1, t =1 мм; 3 – канал 15×35 и 4 – канал 12,6×28,5 при ω/l=0,1; t=1 мм.
Оценим величину перепада переходного ослабления для крестообразного отверстия связи. Очевидно, что свое минимальное значение Cmin переходное ослабление принимает на краях заданного диапазона, если отверстие расположено на расстоянии hопт от оси волновода, и
(24)
Максимального значения переходное ослабление крестообразного элемента связи достигает на длине волны λg0, для которой
Величина λg0 с достаточной точностью определяется соотношением:
(25)
тогда
(26)
Подставляя значения выражений (24) и (26) в равенство (23), получим:
(27)
или
(28)
где М10*, М20* и Pe0* – величины, определенные раньше в соотношении (20) при длине волны λg0,
а М11*, М21*,Ре1* – те же величины при λg1.
Аналогично можно рассчитать перепад переходного ослабления и для круглого отверстия связи, расположенного на широкой стенке волновода.
– Конец работы –
Эта тема принадлежит разделу:
В А СОСУНОВ А А ШИБАЕВ...
Если Вам нужно дополнительный материал на эту тему, или Вы не нашли то, что искали, рекомендуем воспользоваться поиском по нашей базе работ: СВЯЗЬ ДВУХ ВОЛНОВОДОВ ЧЕРЕЗ МАЛОЕ ОТВЕРСТИЕ
Если этот материал оказался полезным ля Вас, Вы можете сохранить его на свою страничку в социальных сетях:
Твитнуть |
Новости и инфо для студентов