ОТВЕТВИТЕЛИ С КОРОТКОЙ ЩЕЛЬЮ В ОБЩЕЙ УЗКОЙ СТЕНКЕ

 

Ответвители с короткой щелью в общей узкой стенке являются своеобразным типом ответвителей, в которых интерферируют две волны фазных типов. До сих пор рас­сматривались ответвители, в которых интерферирующие потоки возбуждались электрической и магнитными со­ставляющими электромагнитного поля, распространяю­щегося в главном (основном) тракте.

Рассмотрим соединение из двух волноводов с общей стенкой, часть которой удалена. После удаления стенки образуется короткая щель длиной l (рис. 30). Размер по­перечного сечения волноводов в области связи a×b та­ков, что это ним распространяется доминантная волна, то есть волна Н10.

Волна Н10, возбуждаемая в плече l, достигнув начала щели l, возбудит в общей области соединения с размера­ми поперечного сечения h×b волны различных типов, в том числе и волны Н10, Н20.

Волны этих типов – рабочие, а волны высших типов следует уничтожить. Это достигается путем соответству­ющего выбора размеров сечения области связи h×b.

Рассмотрим картины полей типов Н10 и Н20 в плоско­сти сечения соединения, совпадающей с началом щели (рис. 31). Волна типа Н10 (рис. 31 а) имеет критическую длину волны , а волна типа Н20 (рис. 31 б) критическую длину волны .

Поскольку размеры области 'Связи таковы, что другие волны распространяться не могут, то мощность колеба­ний первоначальной волны Н10 в плече l распределяется поровну между волнами Н10 и Н20. Если рассматривать

Рис. 30. Щелевой ответвитель: 1 – 2 – основной тракт, 3 – 4

вспомогательный тракт.

Рис. 31. Поля типа Н10 и Н20 в области связи щелевого ответвителя.

 

 

электромагнитные волны как векторы Н10 и Н20, то в плоскости начала щели для волн в плечах 1 и 4 справед­ливы векторные диаграммы, представленные на рис. 32, где A1 – амплитуда волны в плече l в плоскости начала щели.

Из векторной диаграммы на рис. 32 б видно, что, поскольку волны Н10 и Н20 имеют равные амплитуды, сдви­нутые по фазе на 180° (в силу природы этих полей в вол­новоде), постольку результирующая волна в плече 4 рас­пространяться не будет. Поэтому соединение, представ­ленное на рис. 30, можно считать направленным ответвителем.

Рассмотрим векторную диаграмму амплитуд резуль­тирующих полей в плоскости поперечного сечения обла­сти связи, совпадающей с концом щели l. Бели волны разных типов имеют различные фазовые скорости в вол­новоде, то при совместном распространении волн типа Н10 и Н20 между векторами Н10 и Н20 возникнет относи­тельный сдвиг по фазе α:

(84)

где l – длина области связи, λg1 – длина волны Н10 в области связи, λg2 – длина волны Н20 в области связи. Векторная диаграмма на конце области связи пред­ставлена на рис. 33.

 

Если внутри ответвителя не происходит рассеяние энергии, то амплитуды волн Н10 и Н20 не меняются, а амплитуды волн и в плечах 2 и 3 определяются из параллелограмма векторов через относительный сдвиг по фазе α. Сдвиг по фазе между векторами и все­гда равен 90°, а угол между вектором и вектором (рис. 32), который совпадает с горизонтальной осью, всегда равен .

Таким образом, зная угол α, который в свою очередь определяется длиной области связи l из (84), можно оп­ределить амплитуды и , то есть переходное ослаб­ление ответвителя.

Представляют интерес три частных случая:

1. Щель очень тонкая, l≈0, α≈0, ≈0. Связь весь­ма мала.

2. α =90° и = . Случай равного энергораспреде­ления, когда переходное ослабление ответвителя состав­ляет 3 дб. Такой направленный ответвитель называется щелевым мостом и относится к классу гибридных соеди­нений.

3. α = 180° и А2 = 0. Случай полной передачи мощно­сти из плеча l в плечо 3.

Рассмотрев качественно картины полей в ответвителей определим количественную зависимость переходного ос­лабления ответвителя от длины области связи l и способы устранения нежелательных типов волн [27].

Амплитуды суммарных волн в плечах 2 и 3 с учетом относительного фазового сдвига α составляют:

(86)

Из векторной диаграммы (рис. 33) имеем:

(87)
(88)

Поскольку есть переходное ослабление ответвителя, то

α = 2 arcsin С, (89)

где С – переходное ослабление в разах по напряжению. В выражение (84) подставим (89) я получим:

(90)

Из формулы (90) видно, что нужные условия работы ответвителя выполняются только в одной точке при опре­деленной длине волны. При фиксированной длине щели l в полосе частот переходное ослабление будет плавно ме­няться.

Следует отметить, что переходное ослабление щеле­вого моста, рассчитанное по формуле (89), в действитель­ности, не изменяется по синусоиде, так как при выводе этой формулы полагали, будто фазовый сдвиг между волнами Н10 и Н20 зависит только от разности хода этих волн, и не учитывали набега фазы из-за отражения волны Н10 от краев щели. Если учесть фазу волны Н10 с уче­том отражения ее от краев щели, то аргумент синуса бу­дет состоять из двух компонент, частотная зависимость которых противоположна [28]. Поэтому в некоторой поло­се частот получают почти плоскую характеристику пере­ходного ослабления. Набег фазы у волны Н20 отсутст­вует, так как концы щели расположены в нуле электрического поля для этой волны.

Определим значение ширины области связи h. Если Ответвитель изготовлен путем удаления части общей тон­кой стенки двух волноводов, то величина h≈2α. Однако при таком выборе ширины области связи на некоторых частотах рабочего диапазона может существовать волна Н30, возникновение которой нежелательно. Поэтому ши­рину области связи выбирают так, чтобы минимальная длина волны рабочего диапазона λmin была больше кри­тической длины волны для колебаний типа Н30, то есть

(91)

Это неравенство определяет границу увеличения ши­рины области связи h или границу рабочего диапазона длин волн при ширине области связи h=2α. Максималь­ная длина волны в рабочем диапазоне определяется дли­ной волны отсечки колебаний типа Н20, поэтому

(92)

Если h=2α, то возможный рабочий диапазон ответви­теля лежит в пределах

(93)

Если не учитывать, что длины волн в рабочем диапа­зоне обычно не больше 0,8и не меньше 1,2, то относительный рабочий диапазон

(94)

Таким образом, при задании рабочего диапазона длин волн выбирают нужные размеры образующих ответвитель волноводов и, если необходимо, сужают ширину области связи. С изменением ширины области связи из­менится и длина щели связи l, так как она зависит из (90) от h. Чем уже ширина области связи h, тем короче щель связи l.

В первом приближении условия наличия связи в 3 дб имеют вид:

(95)

Из векторной диаграммы (рис. 33) легко определить,, что сдвиг фазы в плече 2 по отношению к плечу 1 состав­ляет 45°, а в плече 3 составляет 135°. Следует отметить, что все расчеты велись в предположении идеальной кар­тины распределения полей в области связи, тогда как на концах щели имеет место скачок волнового сопротивле­ния, который обусловливает дополнительный сдвиг фазы для волны Н10 в области связи. Поэтому уравнение (84) перепишется в виде:

(96)

Волна типа Н20 изменений не претерпевает, так как концы щели приходятся на область «нулевого поля», и граничные условия суще­ствования волны Н20 в об­ласти связи не нарушаю­тся. Так как дополнитель­ный фазозый сдвиг зави­сит от частоты, то его необходимо компенсиро­вать. Обычно в целях компенсации в центре обла„._, сти связи помещают емкостный согласующий элемент в виде полусфе­ры, размеры которого подбираются экспериментально.. На рис. 34 представлена конструкция щелевого мо­ста, описанная Риблетом [28], имеющая рабочий диапа­зон 8500–9600 Мгц при длине щели l=1,25 дюйма и ширине области связи h = 0,892 дюйма. Параметры этого ответвителя приведены на рис. 35.

Другой путь расширения рабочей полосы щелевого ответвителя (применение трапециевидного окна, осно­вания которого рассчитаны и а крайние длины волн диа­пазона. Однако расширение полосы в этом случае не пре вышает 1—2%, а частотные свойства баланса

Рис. 35. Характеристики щелевого направленного ответвителя.

 

остаются без изменений. Компенсировать дополнитель­ный фазовый сдвиг можно с помощью двух штырей, ввинчиваемых вблизи краев щели в плоскости общей стенки (рис.36). Это так называемый индуктивный метод согласования щелевого ответвителя.

Несколько лучшие результаты могут быть достигну­ты, если оставить щель связи прямоугольной, а настроеч­ные штыри расположить на­клонно. Величина наклона и расположение штырей под­бираются экспериментально. Как показали эксперименты, оптимальным является случай, когда расстояния между концами штырей соответствуют расчетным длинам щели связи на крайних частотах диапазона, а расстояния между средними точками штырей и краями щели связи составляли λg ср/4. Полоса баланса (баланс не хуже 0,5 дб) выходных плеч щелево­го моста в этом случае расширяется от 13 до 20%, а со­гласование моста остается достаточно высоким.

Как уже отмечалось, щелевой мост относится к разря­ду гибридных соединений с разностью фаз выходных сиг­налов в 90°. Соединения этого разряда, включенные по­следовательно, обладают ценным свойством теоретически беспотерной связи накрестлежащих плеч.

Рассмотрим два таких моста, включенных последова­тельно (рис. 37).

Рис. 37. Каскадное соединение щелевых ответвителей.

Если энергия СВЧ колебаний поступает в плечо 1 k-то щелевого моста, то амплитуды в плечах 2 и 3 того же щелевого моста составят: ; .

Но так как мосты включены последовательно, то и Сигнал в плече 2 n-го моста складывается из сигналов и , которые, интерферируя, гасят друг друга. В плече 3 n-го моста амплитуды сложатся так, что А3’=A1.

Между щелевыми мостами можно включить два раз­рядника. Получаемое таким образом устройство применя­ется в качестве антенного переключателя, замечатель­ного тем, что вся энергия из антенного фидера, поступаю­щая в плечо l k-го моста, передается в плечо 3 n-го мо­ста. Последовательное включение двух щелевых мостов применяется также в различных устройствах для получе­ния разностного и суммарного сигналов и в невзаимных фазовращателях в совокупности с ферритом, находящимся в магнитном поле. Компактность щелевых мостов обусловила их широкое распространение в СВЧ устройст­вах с рабочим диапазоном длин волн до 20%.