Приемные устройства широкополосных сигналов

Как известно, широкополосными , или сложными, называются сигналы, имеющие одновременно большую длительность и широкий спектр, т.е. для которых выполняется условие

 

Пи×t_и >>1 ,

 

где Пи - ширина спектра сигнала.

Широкополосность сигнала достигается путем фазовой или частотной внутриимпульсной модуляции. Применение широкополосных сигналов позволяет: увеличить дальность действия РЛС при сохранении высокой

разрешающей способности по дальности; измерять одновременно дальность и скорость цели; повысить помехозащищенность РЛС от активных и пассивных помех.

 

4.4.1 Прием и обработка ЛЧМ сигналов

 

Оптимальная обработка ЛЧМ сигналов должна обеспечивать их максимальное сжатие по длительности с одновременным повышением отношения сигнал-шум. Оптимальный фильтр должен иметь импульсную характеристику h_опт(t), зеркальную по отношению к сигнальной функции U(t) (рис.4.12).

Таким оптимальным фильтром ЛЧМ сигнала является, например, дисперсионная линия задержки (ДЛЗ). В качестве ДЛЗ используют волноводы, одна из стенок которых соизмерима с длиной волны; линии задержки, составленные из большого количества контуров, настроенных на близкие частоты. Наибольшее распространение на практике получили ультразвуковые ДЛЗ (УДЛЗ). Структурная схема оптимального фильтра на УДЛЗ представлена на рис.4.13.

УДЛЗ представляет собой металлическую пластину из сплава алюминия, толщина которой соизмерима с длиной волны ультразвука. Кварцевые преобразователи предназначены для преобразования электрических колебаний в механические и наоборот. Полосовой фильтр выделяет полосу частот, соответствующую спектру сигнала.

Импульсная характеристика УДЛЗ представляет собой ЛЧМ-радиоимпульс с обратным законом изменения частоты. Это обеспечивается дисперсионными свойствами УДЛЗ.

Коэффициент сжатия оптимального фильтра равен произведению ширины спектра ЛЧМ сигнала на его длительность t_и

 

К_сж = П_и × t_и.

 

Выходной сигнал согласованного фильтра состоит из основного сжатого импульса и некоторого числа боковых лепестков, наличие которых не позволяет реализовать потенциальные возможности оптимальной фильтрации по повышению отношения сигнал-шум и разрешающей способности.

Уровень боковых лепестков сжатых эхо-сигналов во многом определяет возможность разрешения целей с малой и большой эффективной от-ражающей поверхностью (ЭОП) (эффект маскировки главного лепестка эхо-сигнала с малой ЭОП боковыми лепестками эхо-сигнала с большой ЭОП). Поэтому для заданных значений К_сж и заданного уровня боковых лепестков сжатого эхо-сигнала в некоторых РЛС (22Ж6) в качестве зондирующего сигнала для обнаружения целей используют нелинейно-частотно-модулированные (НЧМ) сигналы.

Закон изменения частоты в импульсе и спектр НЧМ сигнала представлены на рис.4.14.

УВЧ и УПЧ приемника ЛЧМ сигналов (рис.4.15) должны иметь полосу пропускания, близкую к ширине спектра этого сигнала. Для ослабления боковых лепестков при обработке прямоугольного ЛЧМ импульса применяют УПЧ с Гауссовой формой частотной характеристики. Ширина полосы пропускания УПЧ составляет примерно 0,86 ширины спектра сигнала.

В современных РЛС с ЛЧМ сигналами возможно получение коэффициента сжатия в пределах нескольких десятков при уровне боковых лепестков ниже 40 дБ.

Практически достижимое значение К_сж для различных устройств обработки составляет 10² ...10³.

 

4.4.2 Прием и обработка ФКМ сигналов

 

ФКМ радиоимпульс представляет собой радиоимпуьс длительностью t_и, состоящий из "n" парциальных импульсов длительностью t_о, в каждый из которых вводится соответствующий фазовый сдвиг. Аналитически ФКМ радиоимпульс записывается в виде:

 

U(t) = ,

 

где U_к (t) - амплитуда k-го парциального импульса;

w - частота;

f_к - начальная фаза колебаний k-го парциального импульса.

Условно ФКМИ изображается в виде, показанном на рис. 4.16.

Порядок чередования фаз задается кодирующей последовательностью. На практике применяют противофазную манипуляцию, при которой начальные фазы принимают только два значения: "0" или "p" (рис.4.16 а).

 

а)

 

б)

 

Рис. 4.16

 

Такой сигнал условно изображается в виде, показанном на рис. 4.16.б.

Ширина спектра ФКМ радиоимпульса обратно пропорциональна длительности парциального импульса.

 

П_и = 1/t_о; К_сж = П_и ×t_и = (1/t_о)×(n×t_о) = n.

Пример реализации согласованного фильтра на промежуточной частоте для кодированных по фазе сигналов приведен на рис.4.17. Принимаемый сигнал через оптимальный фильтр парциального импульса поступает на вход линии задержки с отводами; задержка между отводами равна длительности парциального импульса. Фазовый сдвиг на каждом отводе изменяется в соответствии с фазовым кодом сигнала так, что на схеме сложения фазы совпадают.