Схемы селекции по частоте следования. - раздел Образование, Радиолокационная система как сложная неравновесная система с рефлексией А) Схема С Каналом Выделения Помехи (Рис. 3.16).
...
а) схема с каналом выделения помехи (рис. 3.16).
| Рис. 3.16. Схема селекции по частоте следования
|
Видеосигналы с выхода детектора приемника подаются на блокируемый усилитель и схему выделения несинхронной помехи, включающую в себя линию задержки на период следования и схему вычитания. Полезные сигналы, имеющие период следования, равный времени задержки в линии задержки и одинаковую амплитуду (что достигается путем установки ограничителя), компенсируются в схеме вычитания.
Помехи, имеющие отличный от сигнала период следования, выделяется схемой и используются для запирания блокируемого усилителя. Схема неэффективна при малом отличии частоты следования помехи от частоты следования импульсов РЛС. В этом случае импульсы помехи, особенно если они достаточно длительные, могут на входах схемы вычитания частично совпадать по времени и компенсироваться. Вследствие этого запирающий импульс будет короче импульса помехи и полной ее компенсации происходить не будет.
б) аналоговые некогерентные накопители (рециркуляторы) (рис. 3.17.) обеспечивают ослабление несинхронной импульсной помехи, поскольку последняя имеет отличный от полезного сигнала период следования и поэтому не накапливается.
| Рис. 3.17. Схема подавления НИП на базе рециркулятора
|
Однако если импульсы помехи на входе сумматора накопителя имеют большую интенсивность, то, даже не будучи накопленными, они могут на выходе накопителя превысить уровень шума, по которому устанавливается порог обнаружения (уровень яркости экрана индикатора) и, следовательно, сохранять мешающее действие. Поэтому для повышения эффективности накопителя как устройства подавления несинхронных импульсных помех на его входе включают ограничитель сигналов сверху, а на выходе - пороговое устройство.
Уровень ограничения сигналов на входе накопителя устанавливается такой величины относительно уровня шума, чтобы ограниченные по амплитуде импульсы помехи оказались на выходе накопителя соизмеримы с уровнем накопленного шума и не смогли превысить установленный порог.
Накопители (двоичные счетчики) и программные обнаружители двоично-квантованных сигналов с логикой к/m, осуществляя некогерентное накопление импульсов пачки, одновременно обеспечивают эффективное подавление НИП любой интенсивности, поскольку сигналы на входах таких обнаружителей подвергаются нормировке по амплитуде (двоичному квантованию). Аналоговые и дискретные накопители с точки зрения подавления несинхронных импульсных помех эффективнее схемы селекции по частоте следования. Они обеспечивают подавление и таких помех, импульсы которых в соседних периодах следования частично перекрываются.
3.2.3.2. Схемы селекции по амплитуде
Схемы селекции по амплитуде обеспечивают самобланкирование импульсных помех, амплитуда которых превышает установленный порог в канале формирования бланка. Принцип работы схемы селекции по амплитуде представлен на рис. 3.18. Недостатком схемы является возможность самобланкирования полезных сигналов большой амплитуды и прохождение помех малой амплитуды.
| Рис. 3.18. Схема селекции по амплитуде
|
| Канал формирования бланка
|
Отмеченного недостатка лишена схема, позволяющая использовать в качестве порогового напряжения амплитуду помехи, принимаемую с помощью дополнительного канала. Эта схема обеспечивает подавление ответных и несинхронных импульсных помех, принимаемых по боковым лепесткам ДНА, и получила сокращенное название схемы ПБО (схема подавления бокового ответа). Структурная схема ПБО и принцип подавления однократной ответной импульсной помехи изображены на рис. 3.19.
Антенна ПБО формирует ДН, перекрывающую боковые лепестки ДН основной антенны. Продетектированные сигналы с выходов приемников подаются на схему вычитания. Если импульсная помеха воздействует по боковым лепесткам ДН основной антенны, то амплитуда импульсов на выходе ПБО будет больше, чем на выходе основного приемника. Импульсы на выходе схемы вычитания будут иметь отрицательную полярность и ограничиваться последующим ограничителем. Следует иметь ввиду, что схема не защищает от воздействия помех по главному лепестку ДН.
| Рис. 3.19. Структурная схема ПБО и принцип подавления ОИП
|
Таким образом, рассмотренные схемы селекции импульсных помех по частоте следования импульсов и соотношению амплитуды, в отличие от схем селекции, основанных на использовании различий в структуре одиночных импульсов помехи и сигнала, позволяют не только уменьшить влияние импульсных помех, но и при определенных условиях полностью исключить их воздействие.
3.3. Методы повышения защищенности РЛС
от пассивных помех
Применение пассивных помех основано на использовании принципа вторичного излучения радиоволн. Пассивные помехи (ПП) для наземных РЛС создаются в настоящее время при помощи так называемых «ловушек» (ложных целей), надувных и уголковых отражателей, а также пассивных отражателей. Неорганизованные ПП возникают вследствие отражений от местных предметов, грозовых туч, дождя, снега. Отражения такого рода могут значительно сократить дальность действия РЛС или скрыть от наблюдения цели в ее зоне обнаружения. Поэтому повышение защищенности РЛС РТВ от ПП является одной из актуальных проблем теории и практики радиолокации.
3.3.1. Критерии защищенности РЛС от пассивных помех
Повышение защищенности РЛС от пассивных помех является одной из актуальных проблем теории и практики радиолокации.
Как отмечалось в п. 2.1.1, помехозащищенность РЛС в условиях отражений от местных предметов обычно оценивается коэффициентом подавления мешающих отражений или коэффициентом подпомеховой видимости (см. соотношения (2.4), (2.5)):
;
Достаточно часто коэффициент подмеховой видимости определяют как отношение мощности помехи к мощности полезного сигнала на входе приемника РЛС, при котором обеспечивается обнаружение сигнала на выходе устройства обработки с заданной вероятностью правильного обнаружения при фиксированной вероятности ложной тревоги :
.
На практике помехозащищенность РЛС от пассивных помех оценивают также линейной плотностью дипольных отражателей (числом пачек дипольных отражателей , сбрасываемых на каждые 100 м пути), при которой обеспечиваются заданные характеристики обнаружения цели с указанной эффективной отражающей поверхностью .
Эти характеристики связаны друг с другом прямо пропорциональной зависимостью. Так, при радиальной ориентации полосы отражателей отношение мощности помехи к мощности сигнала на входе приемника РЛС может быть определено по формуле
, (3.11)
где: – эффективная отражающая поверхность стандартной пачки отражателей; – длительность импульса на выходе оптимального фильтра.
Если левую часть выражения (3.11) задать равной коэффициенту подпомеховой видимости РЛС , то можно получить выражение для расчета допустимой линейной плотности отражателей :
. (3.12)
Коэффициент подпомеховой видимости существующих РЛС РТВ равен 15-25 дБ (30-300). Тогда при , , допустимая плотность отражателей равна .
Если полоса отражателей имеет тангенциальную ориентацию, то
, (3.13)
откуда
. (3.14)
При ширине главного луча ДНА , дальности до цели, прикрываемой пассивной помехой , получим . Вероятный противник способен создавать помеху на значительном интервале маршрута полета с плотность , а в зоне огневых средств до . Отсюда следует, что защищенность РЛС существующего парка от пассивных помех не всегда удовлетворяет необходимым требованиям.
3.3.2. Пути повышения защищенности РЛС от пассивных помех
Трудность выделения сигналов на фоне пассивных обусловлена тем, что помеха, как и полезный сигнал, представляет собой отражения зондирующего сигнала. Различия в протяженности и амплитуде сигнала и помехи могут быть использованы для подавления помехи и выделения сигнала лишь в тех частных случаях, когда цель находится вне облака отражателей. Для выделения сигнала на фоне помехи, когда между ними нет пространственных различий, чаще всего применяют метод скоростной селекции (селекции по частоте Доплера). Для обнаружения сигнала на фоне отражений от метеообразований в некоторых образцах радиолокационной техники (1РЛ139) применяют поляризационную селекцию.
Сложная задача повышения защищенности перспективных РЛС от пассивных помех до уровня требуемой может быть решена лишь с помощью комплекса мероприятий, предусматриваемых при их проектировании и обеспечивающих: 1) уменьшение мощности помехи на входе приемника; 2) сужение спектра флюктуаций помехи; 3) оптимизацию системы обработки сигналов на фоне пассивных помех.
3.3.2.1. Уменьшение мощности помехи на входе приемника
Мощность пассивной помехи, воздействующей на вход приемника, равна сумме мощностей отражателей от совокупности отражателей данного разрешаемого объема. Естественно, чем меньше разрешаемый объем, тем меньше будет мощность пассивной помехи. (При этом предполагается, что размеры цели меньше разрешаемого объема и мощность полезного сигнала остается постоянной). Поэтому повышение разрешающей способности РЛС по дальности и угловым координатам является действенной мерой повышения их защищенности от пассивных помех. Если возможности повышения разрешающей способности РЛС РТВ по азимуту уже практически исчерпаны, то по дальности и углу места еще достаточно велики.
Для обеспечения высокой разрешающей способности по дальности в РЛС с небольшой дальностью действия целесообразно применять короткие «гладкие» импульсы, так как они не дают побочных максимумов на выходе оптимального фильтра и проще в формировании и обработке. В РЛС с большой дальностью действия, где требуется большая энергия зондирующего сигнала, обеспечить которую при коротких импульсах затруднительно, находят применение длинные широкополосные сигналы с разрешающей способностью по дальности порядка десятка метров.
Другой действенно мерой по уменьшению мощности пассивной помехи (отражений от местных предметов) на входе тракта обработки является отрыв диаграммы направленности антенны от линии горизонта.
3.3.2.2. Сужение спектра флюктуаций мощности помехи
Энергетический спектр пассивной помехи при когерентном периодическом зондирующем сигнале, как и спектр полезного сигнала, имеет гребенчатую структуру (рис. 3.20а) с интервалом между гребнями, равным частоте следования зондирующих импульсов . Минимально возможная ширина отдельных гребней спектра помехи определяется длительностью пачки и равна .
| Рис. 3.20. Суммарный спектр пассивной помехи и внутреннего шума а) и АЧХ фильтра подавления б)
|
Реально же ширина гребней спектра оказывается большей. Это обусловлено рядом причин: а) взаимным хаотическим перемещением отражателей в импульсном объеме под действием ветра, что приводит к межпериодному случайному изменению амплитуды и фазы помехи и, следовательно, расширению ее спектра; б) амплитудными и фазовыми флюктуациями помехи, что обусловлено обновлением части отражателей от периода к периоду следования при вращении антенны; в) нестабильностями параметров РЛС (частоты, амплитуды, длительности и периода следования зондирующего сигнала, частоты местного и когерентного гетеродинов приемника, коэффициента усиления приемника, параметров системы межпериодной обработки пачки), которые вызывают дополнительные амплитудные и фазовые флюктуации помехи.
Расширение спектра помехи затрудняет выделение слабых сигналов на фоне интенсивной пассивной помехи методом частотной селекции. Для повышения стабильности параметров РЛС в настоящее время передающие устройства строятся по схеме с независимым возбуждением и включают в себя маломощный низкочастотный возбудитель, несколько каскадов умножителей частоты и усилителей мощности. Структурные схемы таких передающих устройств для ступенчато частотно-модулированного и фазоманипулированного сигналов представлены на рис. 3.21а и 3.21б соответственно.
| Рис. 3.21а. Когерентно импульсная аппаратура РЛС с истинной когерентностью;
Гет. 1 – маломощный, низкочастотный, высокостабильный генератор; Гет. 2 – генератор промежуточной частоты ; Умн. частот. – каскад умножителя частоты;
Ус. – каскад усилителей; АП – антенный переключатель; Форм. – формирователь вида зондирующего сигнала; Синхр. – синхронизатор; ФД – фазовый детектор;
Ф – фильтр; АЦП – аналого-цифровой преобразователь; φ - фазовращатель.
|
| На цифровые доплеровские фильтры
|
| Радиопередающее устройство
|
Стабильность частоты таких устройств определяется стабильностью возбудителя, а она может быть обеспечена на несколько порядков выше, чем у однокаскадного передатчика (автогенератора). Это объясняется тем, что в маломощном возбудителе за счет кварцевой стабилизации или быстродействующей электронной системы АПЧ может быть сравнительно просто обеспечена высокая стабильность частоты. Стабильность частоты второго гетеродина обеспечивает жесткую привязку начальной фазы зондирующих сигналов к периоду их повторения и, следовательно, возможность когерентного накопления пачки эхо-сигналов в скоростных доплеровских фильтрах. Одновременно появляется возможность выделения в фазовых детекторах информации и о малоскоростных целях на фоне пассивных помех. Сужение спектра флюктуаций помех достигается также повышением разрешающей способности РЛС по всем координатам и, особенно, по углу места, так как при узкой диаграмме направленности значительно слабее проявляется влияние вертикального градиента скорости ветра.
Наконец, сужение спектра помехи обеспечивается также путем уменьшения скорости вращения (сканирования) антенны, при этом, во-первых, уменьшается скорость обновления отражателей в импульсном объеме, во-вторых, увеличивается время когерентного накопления полезного сигнала. Значительные возможности в этом отношении будут иметь перспективные трехкоординатные РЛС с ФАР, которые могут в течение достаточно длительного времени просматривать отдельные области прастранства остронаправленным в обоих плоскостях перемещающимся лучом.
| Рис. 3.21 б. Когерентно импульсная аппаратура РЛС с истинной когерентностью; ФК манип. – фазокодовый манипулятор; УР – устройство развязки
|
| В АППАРАТУРУ ЦИФРОВОЙ
ОБРАБОТКИ
|
3.3.2.3. Оптимизация системы обработка сигналов
на фоне пассивных помех
Как известно, частотная характеристика оптимального устройства для выделения полезного сигнала на фоне смеси пассивной помехи с энергетическим спектром и внутреннего (белого) шума со спектральной плотностью должна иметь вид
.
Она может быть представлена в виде произведения двух сомножителей
,
и, следовательно, структурная схема оптимального фильтра может быть представлена в виде последовательного соединения двух фильтров (рис. 3.22): фильтра подавления помехи с частотной характеристикой
| Фильтр накопления сигнала
|
| Рис. 3.22. Структурная схема оптимального фильтра при выделении сигнала на фоне пассивных помех
|
, (3.15)
и фильтра накопления искаженного при прохождении через фильтр подавления помехи сигнала с частотной характеристикой
. (3.16)
На рис. 3.20 изображены энергетический спектр смеси пассивной помехи и шума и амплитудно-частотная характеристика фильтра подавления. Фильтр с такой характеристикой производит подавление спектральных составляющих помехи тем сильнее, чем больше их интенсивность, в результате чего происходит обеление помехи (подавленная помеха имеет на выходе фильтра равномерную спектральную плотность подобно белому шуму).
Оптимальный фильтр подавления практически реализовать невозможно, так как на практике соотношение спектральных плоскостей пассивной помехи и шума, форма и ширина гребней спектра пассивной помехи могут существенно изменяться, что требует и соответствующего изменения параметров частотного фильтра.
Значительную трудность представляет пока и реализация когерентного накопления сигнала на фоне обеленной помехи. Поэтому в существующих РЛС РТВ применяются системы обработки, состоящие из последовательно включенных неоптимального (квазиоптимального) режекторного фильтра и некогерентного накопителя. В качестве режекторных фильтров применяются схемы, получившие название схем селекции движущихся целей (СДЦ).
3.3.3. Классификация и краткая характеристика системы СДЦ
Система селекции движущихся целей представляет собой комплекс специальных средств, обеспечивающих выделение сигналов движущихся целей на фоне отражений от неподвижных или медленно перемещающихся объектов. Рассмотрим некоторые системы СДЦ, которые используются в аппаратуре РЛС РТВ. Системы СДЦ можно классифицировать по следующим признакам (рис. 3.23).
| Рис. 3.23. Классификация систем СДЦ
|
3.3.3.1. Череспериодная компенсация (ЧПК)
В аналоговых и цифровых системах СДЦ фильтр подавления помехи может быть реализован по схеме череспериодной компенсации (ЧПК). Эквивалентные структурные схемы устройств ЧПК с однократным и двукратным вычитанием представлены на рис. 3.24.
Амплитудно-частотные характеристики этих устройств ЧПК определяются соответственно соотношениями:
; .
| Рис. 3.24. Эквивалентные схемы устройств ЧПК:
а) с однократным вычитанием и б) с двукратным вычитанием.
|
| Рис.3.25. Зависимость нормированного коэффициента подавления принимаемого сигнала от доплеровской поправки частоты
|
На рис. 3.25 изображены зависимости нормированного коэффициента подавления принимаемого сигнала от доплеровской поправки частоты при однократном и двукратном черезпериодном вычитании сигналов. На рисунке видно, что увеличение кратности вычитания приводит к расширению зоны режекции (подавления) пассивной помехи в области доплеровских частот, близким к нулю. В тоже время увеличение кратности вычитания приводит к расширению зоны слепых скоростей (область доплеровских частот, кратных частоте повторения зондирующих сигналов).
3.3.3.2. Фильтровые системы СДЦ.
Фильтровые системы СДЦ используются при высоких требованиях к помехозащищенности РЛС в условиях воздействия пассивных помех. В этом случае РЛС, как правило, работает в режиме истиной внутренней когерентности (рис. 3.21), а система СДЦ представляет собой режекторный фильтр с АЧХ, (рис. 3.20а). Такая характеристика называется гребенчатой, а фильтр - гребенчатым фильтром подавления (ГФП).
Структура системы обработки сигналов с фильтровой СДЦ определяется способом накопления отраженных сигналов. При некогерентном накоплении она имеет вид, представленный на рис. 3.26а, при когерентном - на рис. 3.26б.
| Рис. 3.26 Система обработки с цифровой СДЦ:
а) - при некогерентном накоплении; б) - при когерентном накоплении
|
Некогерентное накопление используется с целью упрощения технической реализации системы обработки в случае, когда нет необходимости в использовании информации о скорости.
Гребенчатые фильтры подавления могут быть выполнены либо на линиях задержки с числом отводов через , равных числу импульсов в пачке М, либо в виде последовательно соединенных режекторных фильтров с заданной полосой режекции и разносом по частоте, кратным . Количество таких фильтров , где – скважность импульсов в азимутальной пачке.
При когерентном накоплении отраженных сигналов, принципиальная возможность которого проявляется в случае использования истинной внутренней когерентности, роль ГФП могут выполнять устройства нормировки выходных сигналов скоростных каналов с коэффициентом передачи (здесь – мощность помеховых сигналов на выходе i-го скоростного канала). В качестве таких устройств при протяженных источниках ПП могут применяться схемы ШАРУ.
| Рис. 3.27 Гребенчатый фильтр накопления:
а) - на линии задержки с отводами; б) - на узкополосных фильтрах.
|
Скоростной канал представляет собой гребенчатый фильтр накопления (ГФН), настроенный на сопутствующую доплеровскую частоту. Такой фильтр может быть выполнен либо на линиях задержки с отводами (рис. 3.27а), либо на узкополосных фильтрах с полосой пропускания и с разносом по частоте, кратным (рис. 3.27б). Количество узкополосных фильтров для реализации одного ГФН должно быть равным , число скоростных каналов в системе обработки равно числу импульсов в пачке М.
Таким образом, суммарное количество узкополосных фильтров, необходимое для реализации всех ГФН, равна . Эти фильтры настраиваются на разные частоты с разносом, равным . Добротность их, особенно при работе системы СДЦ на промежуточной частоте, должна быть очень высокой. Например, при , , она составляет .
3.3.3.3. Корреляционно-фильтровые системы СДЦ.
Такую высокую добротность можно обеспечить только лишь в пьезоэлектрических фильтрах. Сложность технической реализации как самой фильтровой системы СДЦ, так и РЛС в целом, является основным препятствием к практическому применению таких систем. Потенциальные возможности корреляционно-фильтровых систем СДЦ (рис. 3.28) по подавлению ПП такие же, как и у фильтровых. Отличие состоит лишь в особенностях технической реализации.
В такой системе осуществляется стробирование выходных сигналов УПЧ по времени запаздывания (дальности). Относительный временной сдвиг стробирующих импульсов в смежных каналах дальности примерно равен (но не больше) . Число каналов дальности зависит от диапазона дальностей , в котором работает система СДЦ. и составляет . Выбор начала дистанции обеспечивается задержкой стробирующих импульсов относительно импульсов запуска РЛС.В каждом канале дальности имеется М узкополосных доплеровских фильтров с полосой пропускания и разносом по частоте, равным . Общее количество узкополосных фильтров в системе равно , причем, число различающихся типов лишь М. Это является большим преимуществом.Устройства нормировки выполняют ту же роль, что и в фильтровой системе СДЦ, их коэффициенты передачи должны устанавливаться с учетом оценки мощности сигналов ПП на выходе одноименных доплеровских фильтров нескольких каналов дальности.
Если форма АЧХ доплеровских фильтров отличается от прямоугольной, а РЛС работает в условиях интенсивных отражений от местных предметов, то в каждый канал дальности дополнительно включается фильтр, обеспечивающий режекцию сигналов с нулевым доплеровским смещением частоты.
Входные ключи, которые управляются теми же стробирующими импульсами, что и выходные, выполняют роль восстановителей дистанции и обеспечивают возможность измерения дальности. Из-за временного и частотного стробирования в корреляционно-фильтровых системах СДЦ имеют место потери энергии сигнала порядка . В фильтровых системах СДЦ они вдвое меньше, так как в них отсутствует временное стробирование.
|
Схема отбора по макси-муму
|
| Генератор импульсов строба
|
| Рис. 3.28. Обобщенная структурная схема корреляционно-фильтровой системы СДЦ.
|
Таким образом, по общему числу фильтров для обзорных РЛС корреляционно-фильтровые и фильтровые системы СДЦ равноценны, т.к. число каналов дальности в обзорных РЛС должно быть равно числу одиночных импульсов на входе оптимального фильтра, укладывающихся в периоде следования, то есть равно скважности . В одноцелевых РЛС (РЛС «силовой» борьбы, РЛС сопровождения и т.д.), которые осуществляют захват цели по данным целеуказания и автоматическое ее сопровождение, устройство корреляционно-цифровой обработки предпочтительнее, так как здесь можно ограничиться небольшим числом (5...10) следящих каналов дальности.
С развитием микроэлементной базы и внедрением в радиолокационную технику цифровой обработки сигналов корреляционно-фильтровые системы СДЦ стали широко применяться в обзорных РЛС РТВ, особенно в РЛС боевого режима. На рис. 3.29 представлена система корреляционно-фильтровой обработки сигналов РЛС 19Ж6. Каждый канал дальности такой системы обработки содержит восемь цифровых доплеровских фильтров, реализующих дискретное преобразование Фурье. Амплитудно-фазовые характеристики фильтров и векторные диаграммы, поясняющие принцип когерентного суммирования сигнала в нулевом и первом фильтрах, представлены на рис. 3.30 – 3.32.
Для рассмотрения алгоритма обработки используем комплексное представление (форму записи) обрабатываемых сигналов. Комплексная амплитуда i-го импульса накапливаемой пачки может быть записана в виде:
, (3.17)
где i – номер импульса пачки;
N - число импульсов в пачке (в рассматриваемом случае N = 8);
Ui - амплитуда i-го импульса;
φ0 – начальная фаза первого отраженного импульса пачки;
- регулярное межпериодное изменение фазы импульсов;
Fдс - частота Доплера сигнала.
При когерентном суммировании сигналов все накапливаемые импульсы предварительно, путем соответствующего поворота по фазе, приводятся к одинаковой начальной фазе. Оператор поворота вектора сигнала по фазе в n-ом фильтре в i-м периоде повторения имеет вид: , где φn= n2π/N – компенсирующий межпериодный сдвиг фазы сигналов в n-ом фильтре; n = 0, 1, 2 … N – 1 – номер доплеровского фильтра. Для упрощения последующих математических выражений предположим, что φ0 = 0. Тогда процедуру и результат обработки сигналов в n-ом фильтре, заключающуюся в компенсации межпериодных фазовых сдвигов сигналов, можно представить в виде:
(3.18)
| Рис. 3.29. Структурная схема приемного устройства с корреляционно-фильтровой обработкой сигнала
|
| Вычисление модуля «0» фильтра
|
| Генератор импульсов строба
|
| Рис. 3.32. Векторные диаграммы, иллюстрирующие принцип когерентного сложения сигналов в первом доплеровском фильтре
|
| Сигнал на входе
первого фильтра
|
| Оператор поворота фазы первого фильтра
|
| Рис. 3.31. Векторные диаграммы, иллюстрирующие принцип когерентного сложения сигналов в нулевом фильтре при: а) φС = 0; б) 0 < φС < 45°; в) φС = 45°; г) φС = 90°
|
| -180° -135° -90° -45° 0 45° 90° 135° 180°
|
| Рис. 3.30. Амплитудно-фазовые характеристики цифровых доплеровских фильтров
|
Следует заметить, что выражение под знаком модуля в (3.18), с учетом значений φn, совпадает с известным выражением дискретного преобразования Фурье, а значение входит в него как значение интенсивности n-ой гармоники дискретного спектра пачки импульсов.
Для последующего вычисления дискретного преобразования Фурье (3.18), найдем амплитудно-фазовую характеристику (АФХ) n-го фильтра, характеризующего зависимость амплитуды сигнала на выходе фильтра от межпериодного сдвига фазы обрабатываемых импульсов. С этой целью введем следующие допущения: амплитуда всех импульсов постоянна; межпериодный сдвиг фаз φс изменяющимся в пределах – 180о до +180о.
Нормированная АФХ n-го фильтра с учетом принятых допущений запишется в виде:
= =
= (3.19)
При выводе (3.19) использовались следующие математические соотношения:
а также выражение для суммы N членов геометрической прогрессии со знаменателем: .
Для N =8, АФХ фильтра имеет вид:
(3.20)
где φn принимает следующие значения: φn = - 135о, -90о, -45о, 0о, +45о, +90о, +180о. Вид семейства АФХ фильтров для N=8 представлен на рис. 3.30. Такая форма АФХ легко подтверждается посредством графического нахождения суммы векторов сигналов с различным межпериодным фазовым сдвигом (рис. 3.31).
Проанализируем (3.20), например, для АФХ нулевого фильтра. В фильтре суммируются импульсы пачки без предварительного изменения их фазы φс и без поворота сигнала по фазе от периода к периоду.
При сложении сигналов с амплитудой не имеющих межпериодного сдвига фаз (φс = 0), амплитуда выходного сигнала фильтра будет равна:
т.е. максимальна (рис. 3.31а).
При наличии некоторого сдвига фаз амплитуда выходного сигнала уменьшится по сравнению со случаем φс = 0 тем сильнее, чем ближе к 45о (рис. 3.31б). При сумма векторов восьми импульсов образует замкнутую фигуру (правильный восьмиугольник) и, следовательно (рис. 3.31в):
.
При = 90о (рис. 3.31г) сумма векторов сигналов образует два накладывающихся друг на друга квадрата. Аналогичным образом можно убедиться в равенстве нулю суммы векторов сигналов при = +135о и 180о.
Для первого доплеровского фильтра условия когерентного сложения будет выполняться для сигнала с межпериодным набегом фазы φс = 45°, поскольку оператор поворота фазы у этого фильтра равен по величине, но противоположен по фазе межпериодному набегу фазы сигнала (3.32).
Следует заметить, что при других значениях сдвигов фаз в окрестностях = 45о, 90о, 135о, 180о сумма векторов не образует замкнутую фигуру и, поэтому не равна нулю. Это свидетельствует о наличии у АФХ фильтра побочных максимумов, которые на рис. 3.30 не показаны. Их уровень у функций (3.18), (3.20) достаточно велик и составляет около 25% (-14 дБ).
Значительный уровень боковых лепестков АФХ фильтров является существенным недостатком, вызывающим существенное снижение возможностей обнаружения полезных сигналов. Для уменьшения боковых лепестков АФХ фильтров используется весовая обработка сигналов (умножение последовательности импульсов на весовые коэффициенты Кi):
Сглаживающие весовые коэффициенты Кi подобраны экспериментальным методом, исходя из условия уменьшения уровня боковых лепестков АФХ фильтров до заданного уровня и имеют значения: К1 =К8 = 0,15234375; К2 = К7 = 0,400390625; К3 = К6 = 0,751953125; К4 = К5 = 1.
За счет дополнительной весовой обработки пачки импульсов уровень боковых лепестков АФХ фильтров уменьшился до -35 дБ. Одновременно происходит расширение главных лепестков, что увеличивает взаимное перекрытие АФХ соседних фильтров (в области главных лепестков). Из этого следует, что сигналы, отраженные от местных предметов, ослабляются в этих фильтрах всего лишь в 2,5 раза по сравнению с уровнем этих отражений в нулевом фильтре. Для подавления в первом, седьмом, а также других фильтрах отражений от местных предметов из вычисленных модулей Мn (n – номер доплеровского фильтра) вычитается часть модуля сигнала нулевого фильтра (ρМ0). Значение ρ для первого и седьмого фильтров равно1/2, а для остальных фильтров ρ= 1/256. Такой операцией подавляются отражения от местных предметов, воздействующие на первый и седьмой фильтры по главному лепестку амплитудно-фазовой характеристики, а остальные фильтры – по боковым лепесткам АФХ.
С выходов доплеровских фильтров сигнал поступает в систему первичной обработки радиолокационной информации, в которой реализуются процедуры обнаружения сигналов на фоне помех, некогерентное накопление всей пачки отраженных импульсов по количеству восьмерок и объединение эхо-сигналов с сигналами опознавания и пеленга (рис. 3.33).
Обобщенная структурная схема РЛС с цифровой обработкой сигналов представлена на рис. 3.34.
Передающее устройство, построенное помногокаскадной схеме (маломощный возбудитель - умножитель частоты – усилитель мощности) обеспечивает истинную когерентность зондирующего сигнала и когерентное накопление эхо-сигнала в цифровых доплеровских фильтрах на фоне пассивных помех. Адаптивная антенная решетка с выделенным основным и компенсационными каналами обеспечивает когерентную компенсацию активных шумовых помех, принятых боковыми лепестками диаграммы направленности РЛС. Назначение остальных систем очевидно из рисунка.
Все темы данного раздела:
Вопросы для самостоятельной работы и самоконтроля знаний
1. Что называется системой?
2. В чем заключается сущность системного подхода к построению информационной системы РТВ?
3. В чем заключается сущность рефлексивной симметрии военно-т
Возможностям средств воздушного нападения противника
Реализация данного принципа предполагает создание сплошного радиолокационного поля в соответствие с требуемыми значениями внешней границы на определенных высотах и , а также в соответствие с требуе
Принцип системности построения радиолокационного поля
Тактически и экономически целесообразно формировать РЛП в диапазоне малых высот всеми подразделениями группировки, используя для этого, в первую очередь, РЛС (РЛК) с лучшими возможностями по обнару
Принцип количественной и качественной достаточности.
В основе названного принципа лежит условие качественного радиолокационного обеспечения РЛИ, в целях успешного выполнения поставленной боевой задачи огневыми родами войск и системой ВВС в целом.
Принцип соответствия РЛП критерию эффективность-стоимость.
Требования к точности боевой информации ЦУ определяется, в первую очередь, характеристиками СНР , необходимым значением ЦУ. Допустимые ошибки определения плоскостных координат и высоты цели соизмер
Изодальностный участок зоны обнаружения.
Будем полагать, что в процессе обзора зоны луч приемной антенны не изменяет своей ширины ( при ). В случае изодальностной зоны (рис. 2.14а)
при .
Здесь - угловой размер зоны обзор
Изовысотный участок зоны обнаружения.
Дальность до точек граничной поверхности в случае изовысотной зоны обнаружения (рис. 2.12б) определяется выражением
при . (2.12)
Рассмотрим два способа формирования зоны.
Принципы измерения угла места в РЛС метрового диапазона
Измерение угла места в РЛС метрового диапазона рассмотрим на примере РЛС 55Ж6. В канале измерения высоты используется фазированная антенная решетка, которая имеет 16 строк (рис. 2.33а).
Ра
Принципы измерения угла места в РЛС метрового диапазона
Измерение угла места в РЛС метрового диапазона рассмотрим на примере РЛС 55Ж6. В канале измерения высоты используется фазированная антенная решетка, которая имеет 16 строк (рис. 2.33а).
Ра
Вопросы для самостоятельной работы и контроля знаний
1. Каковы основные принципы создания радиолокационного поля РТВ?
2. Каким образом принципы создания радиолокационного поля реализуются при построении поля активной радиолокации?
3
Устройства защиты от узкополосных импульсных помех.
В качестве устройств защиты от узкополосных импульсных помех используют дифференцирующие цепи в видеотракте приемника и схемы быстродействующей (мгновенной) автоматической регулировки усиления (БАР
Устройства защиты от широкополосных импульсных помех.
Эффективное подавление импульсных помех, длительность которых значительно меньше длительности полезного сигнала, обеспечивают схемы ШОУ. В состав схемы входят широкополосный усилитель, двусторонний
Вопросы для самостоятельной работы и контроля знаний
1. Что называется активной помехой радиотехническим системам?
2. Почему активную помеху принято называть помехой, коррелированной по пространству?
3. Ка
Постановка задачи адаптивного измерения.
Модели радиолокационных сигнала и помех
Универсальным способом статистического описания априорной неопределенной является введение парамет
Особенности синтеза адаптивного
временного дискриминатора[19]
По аналогии с рассмотренными выше угловыми и частотными может быть построен и адаптивный временной дискримин
Поляризации радиолокационного сигнала
При защите приемного устройства от помех, действующих в главном лепестке диаграммы направленности, возможность их эффективного подавления связана не только с адаптацией по поляризац
Параметров радиолокационных сигналов в условиях внешних помех
В параграфах 4.5, 4.6 были рассмотрены общие закономерности и основные алгоритмы следящего и неследящего измерения параметров радиолокационных сигналов на фоне внешних помех с прост
Вопросы для самостоятельной работы и контроля знаний
1. В чем заключается сущность современного методологического подхода к проблеме обнаружения и измерения параметров радиолокационных сигналов на фоне внешних помех?
2. Чем объяснить, что со
Логическая структура вопроса-понятия и вопроса-суждения
Основу образовательного процесса составляет логико-коммуникативный процесс в форме диалога, при котором его субъекты (преподаватель и студенты) взаимодействуют посредством своих смы
Формальной логики
Логика(др.гр. «LOGOS» - речь, мысль, разум, закономерность):
1.Совокупность правил, которым подчиняется процесс мышления, отражающий действительность.
Законы формальной логики
Закон тождества: в процессе определенного рассуждения всякое понятие или суждение должно быть тождественно само себе. Соблюдение этого закона гарантирует определенность и ясность
Основные категории и принципы диалектической логики
Диалектический уровень профессиональное мышление не возникает сам по себе. В основе его формирования лежит научная методология, к которой относится диалектическая логика, и научный метод познания,
Определения и свойства операций сложения и умножения
Операция алгебраического сложения матриц проводится для матриц одинакового размера . Матрица с = а + b, называемая алгебраической суммой матриц а и b, составле
Линейных преобразований и квадратичных форм
Матричное описание линейного преобразования. Линейное преобразование n-мерной величины в m-мерную величину может быть описано в виде
(5)
Разновидности операций сложения и умножения матриц
Операции сложения и умножения блочных матриц аналогичны операциям сложения и умножения матриц со скалярными элементами. Так, операция умножения (3) переходит в
(10)
Определитель (детерминант) квадратной матрицы
Так называют алгебраическую сумму, каждое слагаемое которой представляет собой произведение m элементов матрицы , взятых по одному из каждой строки (столбца):
Суммирование
Обратная матрица
Это матрица , которая при перемножении в любом порядке с исходной а дает в произведении единичную матрицу:
(14)
Матрица существует, если матрица а неособенная, т.е.
Квадратных матриц
Собственные значения матрицы.Собственными значениями (собственными числами) матрицы а называют значения скалярного параметра λ, для которых однородное уравнение
И симметрических вещественных матриц
Ортогональное представление матриц рассматриваемого вида.Для этих (см. разд.1) матриц: а) собственные значения вещественны; б) собственные векторы, соответствующие различным собств
Функции от неособых эрмитовых и симметрических матриц
Степени функции. Используя (29) и (21), квадрат матрицы можно представить в виде
Аналогично, произвольная целая степень матрицы
При этом
Векторно-матричное дифференцирование
Производная матрицы по скалярному параметру. Пусть произвольная матрица зависит от скалярного параметра . Тогда
Производные скалярного параметра по
Тактические характеристики РЛС
К основным тактическим характеристикам, как правило, относят максимальную дальность действия, зону обнаружения целей, зону поиска целей, времена обзора и поиска, разрешающую способность, точность и
Технические характеристики РЛС
К основным характеристикам РЛС относят мощность излучения, полосу пропускания и чувствительность (предельную или пороговую) приемника, диаграмму направленности антенной системы, частоту повторения
СЛОВАРЬ УСЛОВНЫХ СОКРАЩЕНИЙ
ВВС - Военно-воздушные силы.
ПВО - противовоздушная оборона.
СВН - средств воздушного нападения противника.
ЗРВ - зенитные ракетные войска.
ИА -
Новости и инфо для студентов