Принципы измерения угла места в РЛС метрового диапазона

Измерение угла места в РЛС метрового диапазона рассмотрим на примере РЛС 55Ж6. В канале измерения высоты используется фазированная антенная решетка, которая имеет 16 строк (рис. 2.33а).

Расстояние между строками равно . В зависимости от угла места цели ε отраженный сигнал в каждой строке будет отличаться фазой. Набег фазы от строки к строке будет составлять

,

где l - длина волны зондирующего сигнала.

В течение одного цикла зондирования пространства в каждом кольце дальности, с помощью быстродействующего коммутатора, происходит опрос всех 16 строк. Результирующий сигнал на выходе усилителя показан на (рис. 2.33б). Зависимость изменения фазы принятого сигнала для одной строки и для результирующего сигнала показана на рис.(2.33в).

Рис. 2.32. Результирующая ДНА при наклоне электрической оси антенны к линии горизонта

 

Как видно из рисунка, за счет запаздывания сигнала по элементам решетки фаза результирующего сигнала будет изменяться с большей скоростью, относительно фазы сигала, принятой, например, 1-й строкой.

Максимальная разность фаз между этими сигналами будет равна

.

Так как частота сигнала есть производная фазы, то можно записать

.

Таким образом, набег фазы результирующего сигнала сопровождается изменением частоты. Поэтому отраженные сигналы, принятые ФАР под разными углами места на выходе усилителя будут иметь разную частоту. Максимальная разность частот между отраженными сигналами будет равна

.

Далее сигнал подается на анализатор спектра. По разносу частот (рис. 2.33г) определяется угол места цели. По известному углу места по ранее выведенному уравнению происходит расчет высоты. Недостатком данного способа измерения угла места цели является то, что при малых углах места на элементах антенны присутствуют одновременно два сигнала: сигнал отраженный от цели и прошедший отрезок АВ (рис. 2.29), и сигнал отраженный от цели, но прошедший путь до поверхности земли (отрезок АС) и отраженный от неё (отрезок СВ). Данное обстоятельство приводит к ошибкам измерения угла места цели. По этой причине при измерении угла места вносится дополнительная поправка на мультипликативный характер принятого сигнала.

Lsin(ε)

а)

Усилитель

Анализат. спектра

UP(t)

τ0

φP(t)

ω0t

б)

в)

г)

Рис.2.33. К принципу измерения угла места цели

 

 

2.4.5. Измерение высоты цели методом V - луча

Сущность метода измерения высоты цели с помощью V-луча состоит в следующем. Антенная система станции состоит из двух антенн, с помощью которых создаются две диаграммы направленности, оси сечений которых вертикальной плоскостью расположены под углом (обычно ) и образуют букву V (рис. 2.34.). Вертикальный луч служит для кругового обзора пространства, т.е. для определения азимута и дальности до целей, наклонный луч совместно с вертикальным – для измерения их высоты. Ширина диаграммы направленности в вертикальной плоскости должна быть достаточной для перекрытия заданного сектора. При вращении антенной системы цель вначале попадает в зону действия вертикального луча, а затем наклонного. Чем больше высота цели, тем больше времени проходит от момента пересечения цели вертикальным лучом до момента пересечения её наклонным. Угол , на который за это время поворачивается антенная система, позволяет определить высоту цели.

 

 

О

Цель

А

В

М

Н

Рис. 2.34. К пояснению работы РЛС с V-лучом

 

 

Выведем необходимые расчетные соотношения, полагая, что положение цели в процессе измерения высоты практически не меняется. На рис. 2.34 введены обозначения: - наклонная дальность до цели, - горизонтальная дальность до цели. Из треугольника ОМВ имеем:

. (2.22)

Откуда находим зависимость угла от высоты цели

. (2.23)

Чтобы получить зависимость от угла места , воспользуемся соотношением

, (2.24)

подставляя которое в (2.22) получим

. (2.25)

Отсчет может бить произведён по индикатору кругового обзора либо по индикатору высоты, на котором в увеличенном масштабе выделен участок просматриваемого пространства в координатах азимут-дальность. Перевод значения в значение Н происходит с помощью специального график шаблона.

При определении высоты цели Н аналитическим путём производят в выражении (2.22) очевидную замену

 

и получают

. (2.26)

Подставляя в выражение (2.24) значение

(2.27)

и заменяя , из соотношения (2.24) получим формулу

(2.28)

для аналитического определения высоты Н по известной наклонной дальности Д и углу . Для распространенного расположения антенн под углом выражение (2.28) принимает вид

. (2.28а)

Практическое измерение высоты с помощью описанной системы производится на дальностях порядка до 200-250 км. Для того чтобы имелась возможность наблюдения сигналов от низколетящих целей, чему препятствует перекрытие вертикальных и наклонных лучей у основания, последние раздвигают на небольшой угол (обычно ) и в этом случае измеряется угол . Величину в выведенных выше формулах можнозаменить на .

Существенными недостатками метода измерения высоты с помощью V-луча являются то, что при большом количестве целей затрудняется распознавание соответствующих пар импульсов. Это, в свою очередь, делает невозможным измерение высоты цели. Методу присущи также и ошибки измерения высоты, связанные с неточностью измерения азимута , особенно на больших дальностях. В последнем случае, считая, что , можно принять и тогда на основании формулы (2.28) ошибка измерения угла места цели, обусловленная ошибкой в определении разности азимутов, будет равна

. (2.29)

Тогда из выражения (2.28) получим формулу для ошибки по высоте

. (2.30)

Эта ошибка растет с ростом дальности до цели. Например, задаваясь

значениями и , имеем

.

На меньших дальностях величина ошибки будет меньше.

Ошибки в измерении высоты цели, связанные с движением самой цели, сильно сказываются на малых дальностях. Эти ошибки обусловлены изменением в процессе измерения высот положения цели и её угловой скорости движения по отношению к оси вращения антенны

, (2.31)

где тангенциальная составляющая скорости движения цели прибавляется (или вычитается) к скорости вращения антенны . Поэтому при определении угла соответственно по формуле (2.25) высота подвижной цели определяется с ошибкой, зависящей от угловой скорости цели . На этом основании можно записать

. (2.32)

Заменяя

,

получаем выражение для ошибки по высоте:

. (2.33)

Задаваясь значениями , , , , имеем

.

Из выражения (2.23) видно, что ошибка в измерении высоты за счет движения цели уменьшается с увеличением дальности до цели.

 

о сигнала

на тактико-технические характеристики РЛС

 

2.5.1.1. Понятие автокорреляционной функции (АКФ)

 

Оценка информативных параметров РЛ сигнала в отсутствии мешающих источников излучения электромагнитных волн производится путем так называемой согласованной обработки, сущность которой заключается в следующем. Отраженный от цели сигнал зависит от вектора параметров , которые будем называть истинными. Для согласованной обработки формируют опорный сигнал с вектором ожидаемых параметров a. Сравнивая между собой принятый и ожидаемый сигналы путем их перемножения и интегрирования (т.е. вычисления корреляционного интеграла) можно определить, насколько точно совпадают параметры , и a. Функцию, зависящую от рассогласования истинных и измеряемых параметров сигнала, называют функцией рассогласования или автокорреляционной функцией (АКФ) сигнала. Математически сказанное можно описать следующим образом:

, (2.34)

где: - автокорреляционная функция;

– комплексная амплитуда принятого сигнала;

– комплексная амплитуда ожидаемого сигнала.

Сказанное поясним на простом примере однокаскадного приема с двумя скалярными параметрами: a - временем запаздывания и частотой Доплера .

Для рассматриваемого случая комплексная амплитуда ожидаемого сигнала имеет вид

. (2.35)

Подставляя (2.35) в (2.34), получим время-частотную АКФ

. (2.36)

Произведем замену переменной интегрирования , а так же и .

В результате выражение (2.36) упрощается и зависит только от двух параметров и

. (2.37)

При получении (2.37) учтено очевидное равенство . Поскольку

, (2.38)

то нормированная АКФ имеет вид

, (2.39)

. (2.40)

Рассмотрим основные свойства АКФ. Из выражения (2.39) и (2.40) следует, что . Максимальное значение АКФ достигает в точке , . Сечения АКФ плоскостями , , , дают достаточно полное представление об основных характеристиках сигнала.

Из (2.40) следует, что сечение вертикальной плоскостью описывается выражением

, (2.41)

Рис.2.35. Сечение АКФ плоскостью, параллельной оси

т.е. является преобразованием Фурье от квадрата амплитудно-частотного спектра. При ограниченной ширине спектра сигнала П это сечение имеет вид импульса шириной , которую называют мерой разрешающей способности по времени запаздывания (по дальности), рис. 2.35.

2.5.1.2. Влияние параметров сигнала на защищенность РЛС

от активных шумовых помех

Из теории обнаружения известно, что вероятность правильного обнаружения радиолокационного сигнала D при фиксированной вероятности ложной тревоги F на фоне внешних шумовых помех или внутренних шумов приемника (а, следовательно, дальность обнаружения цели с заданной вероятностью при воздействии шумовых помех) не зависит от формы сигнала и определяется лишь отношением удвоенной энергии принятого сигнала к спектральной плоскости шума , т.е. параметром обнаружения .

Таким образом, при , с точки зрения защищенности РЛС от шумовых помех любые виды сигналов равноценны, достоточно лишь обеспечить необходимую энергию принимаемого сигнала.

Однако следует иметь в виду, что расширение спектра зондирующего сигнала заставляет противника расширять спектр шумовой помехи. Это приводит к уменьшению ее спектральной плотности при фиксированной мощности передатчика помех или к необходимости увеличивать мощность передатчика при стремлении сохранить неизменной спектральную плоскость помехи. Таким образом, расширение спектра излучения способствует снижению эффективности воздействия шумовых помех на РЛС и группировки РТВ. В тоже время чрезмерное расширение спектра (в режиме обзора - до единиц и десятков Мегагерц) может оказаться вредным, так как в этом случае для противника облегчается задача РТ разведки и управления помехами, повышается в среднем по группировке РТВ эффективность помех, заградительных по частоте. Последнее обстоятельство следует иметь ввиду при применении в радиолокации воздушных объектов, включая малозаметные, сверхширокополосных одиночных радиоимпульсов, теория и техника которых в настоящее время интенсивно развивается[14].

 

2.5.1.3. Влияние формы и параметров сигнала на защищенность РЛС от пассивных помех

 

Пассивная помеха представляет собой отражение зондирующего сигнала от объектов, не являющихся радиолокационными целями. Поэтому пассивная помеха (рассматриваемая в одном элементе разрешения РЛС) по своей форме подобна полезному сигналу, что затрудняет выделение полезного сигнала из помехи. Увеличение энергии зондирующего, а значит и принимаемого сигнала не может решить проблемы, так как при этом во столько же раз возрастает и энергия (мощность) пассивной помехи. В обзорных РЛС практически для выделения сигнала на фоне пассивной помехи можно использовать лишь различие в радиальных скоростях перемещения цели и мешающих отражений, которые проявляются в различии доплеровских смещений частоты (фазы) сигнала и помехи. Следовательно, для эффективного выделения полезного сигнала из пассивной помехи необходимо применять в РЛС такие сигналы, которые обладали бы высокой разрешающей способностью по частоте (скорости).

Выбор такого сигнала можно произвести на основе анализа его нормированной автокорреляционной функции модуляции

, (2.42)

где: - комплексная функция модуляции сигнала;

- энергия сигнала;

- время наблюдения (длительность сигнала).

Функция представляет собой некоторую поверхность в прямоугольной системе координат форма которой определяется формой сигнала (законом его амплитудной и фазовой модуляции). Возможный вид функции представлен на рис. 2.36.

Известно, что форма сечения автокорреляционной функции модуляции вертикальной плоскостью, параллельной оси (плоскостью ), соответствует форме огибающей сигнала на выходе оптимального фильтра, расстроенного по частоте относительно частоты сигнала на величину , а форма сечения функции плоскостью

(2.43)

Рис. 2.36. Возможный вид автокорреляционной функции сигнала

совпадает с формой огибающей сигнала на выходе оптимального фильтра, настроенного на частоту обрабатываемого сигнала.

По виду функции (2.43) можно качественно судить о потенциальных возможностях сигнала по точности измерения дальности и разрешающей способности по дальности. Если функция имеет вид узкого пика (т.е. сигнал на выходе оптимального фильтра имеет малую длительность), то сигнал с такой автокорреляционной функцией обладает высокой разрешающей способностью по дальности и высокой потенциальной точностью измерения дальности. И наоборот, если является медленно изменяющейся функцией времени , то сигнал с такой автокорреляционной функцией не обеспечивает хорошего разрешения по дальности.

Форма сечения функции вертикальной плоскостью, проходящей через ось

, (2.44)

показывает, как изменяется амплитуда выходного сигнала фильтра при его расстройке по частоте относительно частоты обрабатываемого сигнала. Если функция (2.44) имеет вид узкого пика, то это означает, что с расстройкой фильтра относительно частоты сигнала амплитуда выходного сигнала фильтра быстро убывает, уже при небольшом отличии частоты сигнала от частоты настройки фильтра сигнал через фильтр не проходит. Следовательно, сигнал с такой автокорреляционной функцией обладает высокой разрешающей способность по частоте.

Выражение (2.44) представляет собой модуль преобразования Фурье от квадрата огибающей сигнала, т.е. амплитудно-частотной спектр квадрата огибающей сигнала. Отсюда следует, что разрешающая способность сигнала по частоте (скорости) не зависит от формы (тонкой структуры сигнала), а определяется его длительностью. Чем больше длительность сигнала, тем уже спектр его огибающей (тем быстрее спадает функция с увеличением расстройки ) и, следовательно, тем выше разрешающая способность сигнала по частоте. Таким образом, для выделения полезного сигнала на фоне пассивной помехи путем частотной (скоростной) селекции необходимо применять сигналы большой длительности с таким расчетом, чтобы ширина пика функции была меньше разности доплеровских смещений частот сигнала и пассивной помехи. Длинные сигналы приемлемы и с точки зрения их выделения на фоне шумовых помех, так как при данном сигнале можно получить требуемую энергию и при невысокой импульсной мощности.

 

2.5.1.4. Зависимость точности измерения и разрешающей

способности от структуры зондирующего сигнала

 

Два сигнала разрешаются по времени запаздывания, если разность времени их запаздывания превышает (при условии, что все остальные параметры у них одинаковые). Весьма существенно, что разрешающая способность РЛС по дальности определяется мерой и зависит от ширины спектра сигнала, а не от его длительности.

Аналогичные рассуждения относительно сечения вертикальной плоскостью (рис. 2.37) с учетом соотношения (2.39) приводят к выражению

. (2.45)

Числитель выражения (2.45) представляет собой модуль преобразования Фурье от квадрата огибающей сигнала, т.е. амплитудно-частотный спектр квадрата огибающей сигнала (знаменатель постоянное число).

Отсюда следует, что разрешающая способность по частоте (скорости) не зависит от формы (тонкой структуры) сигнала, а определяется только его длительностью. Для импульсных сигналов длительностью сечение имеет вид импульса длительностью . Она определяет меру разрешающей способности по радиальной скорости цели . Как видно из (2.39), при интеграл обращается в ноль, поскольку сомножители и не перекрываются, следовательно, протяжённость по оси Д не превышает . Из (2.40) следует, что протяжённость АКФ составляет 2П.

Рис.2.37. Сечение автокорреляционной функции плоскостью, параллельной оси F

Объём тела, ограниченного плоскостью и поверхностью , не зависит от формы сигнала и всегда равен 1, т.е. .

Это тело называют телом неопределенности. Оно как куча песка может деформироваться на плоскости в прямоугольнике , но не допускает уменьшения и добавления ни одной песчинки.

 

2.5.1.5. Влияние параметров зондирующего сигнала

на точность измерения координат

 

Дисперсия времени запаздывания определяется выражением

. (2.46)

Как следует из формулы, дисперсия ошибки измерения времени запаздывания уменьшается с повышением отношения сигнал/шум и абсолютного значения второй производной нормированной корреляционной функции в точке . Последняя характеризует скорость убывания функции , и остроту ее пика.

Дважды дифференцируя выражение (2.41) по параметру в точке получим , где

. (2.47)

Величина имеет размерность частоты. Она тем больше, чем шире спектр сигнала и называется эффективной шириной спектра сигнала.При этом . Дисперсия ошибки измерения скорости определяется аналогично

. (2.48)

Большую точность измерения частоты обеспечивают сигналы большой длительности и, следовательно, имеющие малую протяженность сечения тела неопределенности по оси F.

Величине , имеющей размерность , соответствует некоторая эффективная длительность сигнала , где

. (2.49)

Подставляя значение для когерентных сигналов можно определить и (таблица 2.1).

 

Таблица 2.1

Вид сигнала
Колокольный одиночный радиоимпульс
Колокольный ЛЧМ радиоимпульс
ФКМ прямоугольный радиоимпульс
Прямоугольный гладкий радиоимпульс
Прямоугольная пачка прямоугольных радиоимпульсов

 

Здесь: – ширина спектра колокольного одиночного радиоимпульса;

для ЛЧМ сигнала – девиация частоты; – длительность одного дискретного импульса ФКМ сигнала; – длительность одиночного импульса.

 

2.5.2. Структура зондирующих сигналов, применяемых в

радиолокационных станциях РТВ

Рассмотрим различные виды сигналов с точки зрения их применимости в обзорных РЛС РТВ. Одним из видов сигналов, обладающих высокой разрешающей способностью по частоте, является непрерывный монохроматический сигнал. Следует заметить, что термин «непрерывный» строго справедлив лишь по отношению к сигналу, формируемому передатчиком. Отраженный сигнал в обзорных РЛС всегда имеет конечную длительность, определяемую временем облучения цели в процессе обзора пространства. Автокорреляционная функция модуляции такого сигнала имеет вид поверхности, имеющей малую протяженность по оси частот и сильно вытянутой (протяженностью ) по оси времени. Вид сечения АКФ при представлен на рис. 2.38. При большой длительности сигнала, спектр полезного сигнала и пассивной помехи будут достаточно узкими и вследствие разности их несущих частот (доплеровских смещений частоты) полезный сигнал может быть выделен на фоне пассивной помехи методом частотной селекции. В доплеровских РЛС имеется возможность однозначно измерять радиальную скорость цели по сдвигу частоты отраженного сигнала относительно зондирующего.

Рис. 2.38. Сечение автокорреляционной функции доплеровского сигнала плоскостью

Для обнаружения и измерения скорости цели приемное устройство РЛС должно иметь набор взаиморасстроенных узкополосных (доплеровских) фильтров, перекрывающих весь диапазон возможных доплеровских смещений частоты сигнала. АЧХ таких фильтров представлены на рис. 2.39б. Существенным недостатком такого сигнала, обусловленым его узкопо-лосностью, является, как это следует из вида функции , невозможность измерения дальности и разрешения целей по дальности. Одновременное разрешение по скорости и по дальности обеспечивают сверхдлинные сложномодулированные сигналы (например ЛЧМ и ФКМ сигналы). Пик АКФ таких сигналов сосредоточен в окрестности , (рис.2.40). Они обеспечивают одновременное однозначное измерение и дальности и скорости. Однако формирование и обработка таких сигналов технически весьма сложны.

Кроме того, поскольку в РЛС с непрерывным излучением передающие и приёмные устройства работают одновременно, постольку необходимо принимать меры для предотвращения проникновения на вход приёмника РЛС мощного зондирующего сигнала и сопутствующих ему шумов передатчика. С этой целью на передачу и приём делают раздельные антенны, экранируют их друг от друга, а в высокопотенциальных РЛС передающие и приёмные устройства (вместе со своими антеннами) разносят на местности на расстояние, превышающее дальность прямой видимости. При этом возникают проблемы обеспечения синхронного вращения передающей и приёмной антенны. Всё это усложняет и удорожает РЛС с непрерывным излучением. Вследствие указанных причин непрерывные сигналы применения в РЛС РТВ не находят.

 

Рис.2.39а. Спектры сигнала и пассивной помехи

для целей движ. от РЛС

для целей движ. на РЛС

Рис.2.39б. Амплитудно-частотные характеристики доплеровских фильтров

 

Рис. 2.40. Сечение автокорреляционной функции а) ФКМ и б) ЛЧМ сигналов плоскостью

а)

б)

 

 

Наиболее подходящими для РЛС обнаружения, наведения и целеуказания, а также для большинства РЛС других классов являются импульсные сигналы. Импульсные сигналы позволяют достаточно просто измерять дальность до цели (по времени запаздывания отраженного сигнала относительно зондирующего), обладают разрешающей способностью по дальности. Применение в РЛС импульсных зондирующих сигналов позволяет использовать на передачу и прием одну и ту же антенну, поочередно подключая ее к передающему и приемному устройству, что существенно упрощает РЛС. Однако короткие одиночные импульсы не обладают разрешением по частоте (скорости), и, следовательно, не обеспечивают выделение сигнала на фоне пассивных помех.

Хорошей разрешающей способностью одновременно по дальности и скорости обладает когерентная последовательность (пачка) импульсных сигналов. Вид сечения АКФ такого сигнала горизонтальной плоскостью изображён на рис. 2.41.

Рис.2.41. Сечение автокорреляционной функции пачки когерентных импульсов

 

 

В виду периодичности импульсов в пачке АКФ пачки также имеют периодическую структуру по обеим осям ( и ), причём период функции по оси равен периоду следования импульсов , а по оси частот частоте следования зондирующих импульсов .

Длительность одиночных пиков по оси , обратно пропорциональна ширине спектра , а по оси - обратно пропорциональна длительности пачки , где N число импульсов в пачке. При выборе достаточно большой ширины спектра одиночного импульса и длительности пачки можно обеспечить высокую разрешающую способность по дальности и скорости одновременно. Это свойство периодического импульсного сигнала в сочетании с простотой его формирования и обработки является его важным достоинством. Периодичность АКФ модуляции пачки импульсов является недостатком такого сигнала, т.к. приводит к неоднозначности измерения дальности и скорости цели, причем устранить эту неоднозначность одновременн

о по обоим параметрам не удается. Так, если с целью устранения неоднозначности измерения дальности выбрать период следования большим, так чтобы он превышал время запаздывания сигнала от самой удалённой цели , то при этом будет существенно проявляться неоднозначность измерения скорости. Если же наоборот выбрать высокую частоту следования так, чтобы она превышала максимально-возможную частоту доплеровского сигнала , то при этом возникает неоднозначность измерения дальности.

На практике в РЛС РТВ радиальную скорость цели по параметрам отражённых сигналов не измеряют, поэтому период следования импульсов в подавляющем большинстве случаев выбирают из условия обеспечения однозначности измерения дальности цели. Однако отказ от измерения радиальной скорости цели не исключает вредного влияния периодичности АКФ модуляции. Оно проявляется в эффекте слепых скоростей, наглядное представление о котором можно получить из рассмотрения спектров полезного сигнала и пассивной помехи при облучении цели и мешающих отражений пачкой когерентных радиоимпульсов (рис. 2.42).

Спектры сигнала и помехи имеют гребенчатую периодическую структуру с интервалами между соседними гребнями, равными . Ширина отдельных гребней обратно пропорциональна длительности пачки. Общая ширина спектра определяется шириной спектра одиночного импульса в пачке.

Рис.2.42. Разделение спектров сигнала и пассивной помехи

 

При различии доплеровских частот сигнала и помехи и малой ширине гребня спектра (большой длительности пачки), возможно путем частотной селекции выделение полезного сигнала на фоне одновременно принятой с ним пассивной помехи. Однако возможны такие значения радиальной скорости движения цели, при которых разность доплеровских смещений частот сигнала и помехи будет кратна частотам следования импульсов ( , где ). При этом спектры сигнала и помехи перекрываются и обнаружение сигнала на фоне интенсивной пассивной помехи становится невозможным. Этот факт и носит название эффекта слепых скоростей. С указанным недостатком импульсных периодических сигналов приходится мириться в виду рассмотренных выше их существенных достоинств. Для ослабления эффекта слепых скоростей в когерентно-импульсных РЛС применяют не строго периодические сигналы, а сигналы с переменной частотой посылок.

Таким образом, вследствие указанных выше достоинств в настоящее время в РЛС большинства классов находит применение когерентная последовательность импульсных сигналов (пачки импульсов).

 

2.5.3. Виды импульсных сигналов, применяемых в РЛС РТВ

 

Одиночные импульсные пачки могут быть нескольких видов:

1) простые (узкополосные) импульсы, для которых произведение ширины спектра импульса на его длительность составляет величину порядка единицы, т.е. ;

2) широкополосные (сложно модулированные) импульсы, для которых за счёт внутриимпульсной частотной модуляции (фазовой модуляции) достигается ;

3) многочастотные сигналы, представляющие собой несколько простых или сложно модулированных импульсов, излучаемых одновременно на существенно различных несущих частотах.

Достоинством узкополосных сигналов является относительная простота их формирования и оптимальной обработки. Формирование таких импульсов обеспечивается путем достаточно простой импульсной модуляции генератора СВЧ, а квазиоптимальным фильтром является линейка УПЧ приемника с согласованной шириной полосы пропускания . Поэтому такие сигналы и до настоящего времени находят широкое применение в РЛС различного назначения.

Однако такому сигналу свойственно трудноразрешимое противоречие в одновременном обеспечении большой дальности обнаружения (на фоне шумовых помех) и разрешающей способностью по дальности (точности измерения дальности).

Для получения большой дальности обнаружения необходима высокая энергия пачки принятых импульсов: , . Ее повышение за счет увеличения импульсной мощности не всегда возможно. Так, увеличение импульсной мощности требует разработки мощных дорогостоящих генераторных приборов, увеличения мощности (а значит габаритов) источников питания и модуляторов, повышения электрической прочности фидерного тракта, применения эффективных устройств защиты личного состава от жестокого рентгеновского излучения, возникающего в электровакуумных приборах при высоких напряжениях. Поэтому для повышения энергии принятой пачки, наряду с увеличением , необходимо увеличить и длительность импульсов . Но с увеличением сужается его спектр и, следовательно, ухудшается разрешающая способность по дальности. При этом снижается также защищенность от пассивных помех, так как увеличивается импульсный объем и возрастает мощность пассивной помехи на входе приемника РЛС.

При использовании сложно модулированных сигналов можно обеспечить большую энергию сигнала при сохранении разрешающей способности по дальности. При оптимальной фильтрации такие сигналы сжимаются во времени до длительности . Ширина спектра такого импульса определяется не его длительностью, а параметрами внутриимпульсной модуляции. Поэтому широкополосные сигналы находят в настоящее время все более широкое применение в РЛС РТВ (в РЛС П-70, 5Н69, 22Ж6 применяются ЧМ радиоимпульсы, в РЛС 57У6, 55Ж6, 35Н6 - ФКМ радиоимпульсы).

Рис. 2.43. Вид сигнала на выходе оптимального фильтра ЛЧМ сигнала

U(t)

τСЖ

t

2τи

Недостатком широкополосных сигналов является сложность устройств генерирования и оптимальной обработки, а также наличие побочных максимумов сигнала на выходе оптимального фильтра (рис. 2.43), амплитуда которых может достигать 25% от амплитуды основного максимума. Побочные максимумы могут вызывать неверное определение состава цели, а так же снижают защищенность РЛС от пассивных помех по сравнению с РЛС, в которой используется простой сигнал с такой же шириной спектра. Действительно, боковые пики сигнала от отражателей, расположенных в соседних с целью разрешаемых объемах, складываясь в окрестности полезного сигнала с основным пиком помехи, увеличивают ее суммарную мощность и тем самым ухудшают отношение сигнал/помеха. Устраняют боковые пики с помощью весовой обработки (сглаживания) спектра в приемнике, что ведет к энергетическим потерям 2-3 дБ.

С этой точки зрения в РЛС с небольшой дальностью обнаружения, где не требуется большой потенциал целесообразно применять не сложно модулированные сигналы, а короткие простые импульсы, которые на выходе оптимального фильтра не образуют побочных максимумов.

При применении многочастотных сигналов можно получить большую суммарную мощность (энергию) сигнала при сравнительно небольшой длительности и мощности отдельных импульсов. Кроме того, если разнос частот импульсов достаточно велик, то есть длина волны λ_р, соответствующая разностной частоте соседних частотных каналов, будет меньше размера цели по дальности

, (2.50)

а спектры сигналов не перекрываются, то для обнаружения цели с вероятностью на фоне шумов при многочастотном сигнале требуется меньшая энергия, чем при одночастотном. На рис. 2.44 Приведены зависимости порогового сигнала от числа частотных каналов для разных вероятностей правильного обнаружения D. Под пороговым сигналом понимают удвоенное отношение энергии - частотного сигнала к суммарной спектральной плотности шумов частотных каналов, необходимое для

2 3 10 20 50 100

Рис. 2.44. Зависимость порогового сигнала от числа используемых несущих частот

обнаружения сигнала с заданной вероятностью D, при фиксированной вероятности ложной тревоги F. Как видно из рисунка 2.44, с увеличением числа частотных каналов (числа используемых в сигнале частот) значение энергии сигнала первоначально падает и тем сильнее, чем выше вероятность правильного обнаружения.

Это объясняется тем, что при большом разносе частот импульсов (в соответствии с (2.50) максимумы диаграммы вторичного излучения цели на различных частотах, оказываются смещенными друг относительно друга, следовательно отраженные сигналы на каждой несущей частоте флуктуируют независимо друг от друга. Поэтому относительная величина флуктуаций суммарного сигнала (после раздельной обработки импульсов в своих частотных каналах приемника и детектирования все импульсы складываются) уменьшается. А для обнаружения не флуктуирующего сигнала требуется меньшая энергия, чем флуктуирующего. Как следует из рис.2.44, существует оптимальное значение , при котором обеспечивается наибольший выигрыш в пороговом отношении сигнал/шум по отношению с одночастотным сигналом. При увеличении числа частотных каналов относительно пороговый сигнал начинает возрастать. Это объясняется потерями, которые имеют место при некогерентном суммировании большого числа импульсов. Одновременная работа РЛС на нескольких несущих частотах может быть использована так же для борьбы со слепыми скоростями цели при работе в пассивных помехах. Для этого частоты должны быть выбраны так, чтобы соответствующие им слепые скорости не совпадали в диапазоне возможных скоростей полета целей.

Естественно, использование в РЛС большого числа частотных каналов вызовет ее существенное усложнение. Поэтому на практике находят применение лишь двухчастотные сигналы (П90, 5Н87, 5Н56М). При вероятности правильного обнаружения (которые имеют место при достаточно больших дальностях цели) двухчастотный сигнал дает выигрыш в пороговом сигнале по сравнению с одночастотным, близкий к максимально возможному. Таким образом, выбор зондирующего сигнала оказывает существенное влияние на боевые возможности РЛС, и является одной из важнейших задач на этапе проектирования.